放大器中射频干扰整流误差电路盘点
在实际应用中，必须处理日益增多的射频干扰（RFI），对于信号传输线路较长且信号强度较低的情况尤其如此，而仪表放大器的典型应用就是这种情况， 因为其内在的共模抑制能力，它能从较强共模噪声和干扰中提取较弱的差分信号。但有个潜在问题却往往被忽视，即仪表放大器中存在的射频整流问题。当存在强射 频干扰时，集成电路可能对干扰进行整流，然后以直流输出失调误差表现出来。仪表放大器输入端的共模信号通常被其共模抑制的性能衰减了。射频整流仍然会发 生，因为即使最好的仪表放大器在信号频率高于20 kHz时，实际上也不能抑制共模噪声。放大器的输入级可能对强射频信号进行整流，然后以直流失调误差表现出来。一旦经过整流后，在仪表放大器输出端的低通 滤波器将无法消除这种误差。如果射频干扰为间歇性，那么它会导致无法被觉察到的测量误差。设计实用的射频干扰滤波器
解 决这一问题的最实用方案是在仪表放大器之前 使用一个差分低通滤波器，以对射频信号进行衰减。该滤波器有三个作用：尽可能多地消除输入线路中的射频能量；使每条线路与接地（共用）之间的交流信号保持 平衡；并在整个测量带宽内维持足够高的输入阻抗，以避免增加信号源的负载。
图1是多种差分射频干扰滤波器的基本框图。图中所示元件值均针对AD8221选择，AD8221的-3dB典型带宽值为：
图1 用于防止射频干扰整流误差的低通滤波器电路
1MHz,典型电压噪声电平为7 nV除抑制射频干扰之外，该滤波器同时具有输入过载保护功能。因为电阻R1a和R1b有助于隔离仪表放大器输入电路与外部信号源。
图 2是该抗射频干扰电路的简化图。从图中可见，滤波器形成一个桥接电路，其输出跨接于仪表放大器的输入引脚间。鉴于这种连接方法，C1a/R1a与C1b /R1b两个时间常数之间的任何不匹配都会导致桥路失衡，从而降低高频共模抑制性能。因此，电阻R1a和R1b以及电容C1a和C1b均应始终相等。
图2 电容C2构成C1a/C1b的旁路，并能有效降低因元件不匹配引起的交流共模抑制误差
如 图所示，C2跨接于电桥的输出端，从而使得C2实际上与C1a和C1b构成的串联组合呈并联关系。这样连接后，C2能有效降低因不匹配导致的任何交流共模 抑制误差。例如，如果C2比C1大10倍，这种连接方式将使因C1a/C1b不匹配导致的共模抑制误差降低至原来的二十分之一。需要注意的是，该滤波器不 影响直流共模抑制。
适用于AD620系列仪表放大器的射频干扰抑制电路
图3是针对通用型 仪表放大器（如AD620系列）的电路，与AD8221系列相比，这类仪表放大器的噪声电平较高（12 nVHz）、带宽较低。相应地，这类仪表放大器使用了相同的输入电阻，但电容C2的值大约增加5倍，达0.047 F，以便提供足够的射频衰减。采用图中所示值时，电路的-3 dB带宽约为400Hz；通过将R1和R2的电阻值降至2.2 k，可将带宽提高到760 Hz.需要注意的是，增加带宽是要付出代价的，要求仪表放大器前面的电路驱动的阻抗载荷较低，因此会在一定程度上降低输入过载保护性能。
图3 用于AD620系列仪表放大器的射频干扰抑制电路
用于微功耗仪表放大器的射频干扰抑制电路
有 些仪表放大器比其它放大器更容易发生射频整流，因而需要采用更强的滤波器。输入级工作电流较低的微功耗仪表放大器（如AD627）即是一个很好的例子。增 加两只电阻R1a/R1b的值以及/或者电容C2的值这种简单的方法可提高射频衰减，但代价是信号带宽降低。由于AD627仪表放大器与通用型集成电路 （如AD620系列器件）相比，具有更高的噪声（38nV Hz），因此可采用电阻值较高的输入电阻，而不会大幅降低电路的噪声性能。图4对图1所示基本RC抗射频干扰电路进行了修改，采用电阻值更高的输入电阻。
图4 用于AD627的射频干扰抑制电路
滤波器带宽约为200 Hz。当增益为100、输入为1V p-p时，最大直流失调电压在1 Hz至20 MHz频率范围内约为400 VRTI。增益不变时，电路的射频信号抑制（输出端射频电平/输入端射频电平）将优于61 dB。
用于AD623仪表放大器的射频干扰滤波器
图 5显示的是建议与AD623仪表放大器搭配使用的抗射频干扰电路。由于这种器件与AD627相比，较难受到射频干扰的影响，因此可将输入电阻的值从20 k 降至10 k，结果会增加电路的信号带宽，降低电阻的噪声贡献。此外，10k 电阻还可提供极其有效的输入保护。采用图中所示值时，滤波器的带宽约为400Hz.当增益为100、输入为1Vp-p时，最大直流失调电压小于1 V RTI.增益不变时，电路的射频信号抑制优于74 dB。
图5 AD623射频干扰抑制电路
AD8225射频干扰滤波器电路
图 6显示的是针对这种仪表放大器的推荐射频干扰滤波器。AD8225仪表放大器增益固定为5，且较AD8221更易受射频干扰的影响。如不采用射频干扰滤波 器，当输入2 Vp-p、10 Hz至19 MHz正弦波时，这种仪表放大器测得的直流失调电压约为16 mV RTI。通过使用电阻值更大的电阻，该滤波器可得到比AD8221电路更高的射频衰减：用10 k 代替4 k。由于AD8225具有较高的噪声电平，因此这是可以接受的。若使用滤波器，则直流失调电压误差可忽略。
图6 AD8225射频干扰滤波器电路
使用共模射频扼流圈做仪表放大器射频干扰滤波器
作 为RC输入滤波器的替代方案，可在仪表放大器的前面连接一个商用共模射频扼流圈，如图7所示。共模扼流圈是一种采用共用铁芯的双路绕组射频扼流圈。两个输 入端的任何共模输入射频信号都会被扼流圈衰减。共模扼流圈以少量元件提供了一种简单的射频干扰抑制方式，同时获得了更宽的信号通带，但这种方法的有效性取 决于所用共模扼流圈的质量，最好选用内部匹配良好的扼流圈。使用扼流圈的另一潜在问题是无法像RC射频干扰滤波器那样提高输入保护功能。采用射频扼流圈、 额定增益为1000的AD620仪表放大器，输入1 Vp-p共模正弦波时，图7所示电路可使直流失调电压降至低于4.5 V RTI 的水平。高频共模抑制比也大幅降低，如表I所示。
图7 使用商用共模射频扼流圈抑制射频干扰
由于有些仪表放大器比其它放大器较易受射频干扰影响，因此，使用共模扼流圈有时不足以解决问题。这些情况下，最好使用RC输入滤波器。
射频干扰测试
图8显示的是一种用于射频干扰抑制测试的典型设置。若要测试这些电路的射频干扰抑制情况，请用极短的引线将两个输入端连接起来。用一条50 端接电缆将优质正弦波发生器连接到该输入端。
图8 用于仪表放大器射频干扰抑制测量的典型设置
拿 一个示波器，调节正弦波发生器以使发生器端的输出为1 V p-p.将仪表放大器设置为高增益（如100）。直流失调电压可用一个数字电压表（DVM）直接在仪表放大器的输出端读取。若要测量高频共模抑制，将示波 器通过补偿过的探头与仪表放大器输出端相连，并测量对输入频率的峰-峰值输出电压（即馈通）。当计算对频率的共模抑制比时，务必考虑输入端接 （VIN/2）以及仪表放大器增益。
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