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标题: 基于DSP 56F801的正弦波输出DC/AC电源设计方案 [打印本页]

作者: admin 时间: 2014-10-10 07:53
标题: 基于DSP 56F801的正弦波输出DC/AC电源设计方案
目前，小功率DC／AC电源在UPS以及可再生能源领域(如光伏户用电源)得到了广泛的应用。该类电源的功能是将低压直流转换为市电交流。这类电源的一种主电路结构是由高频DC/DC和DC／AC(逆变)两个环节组成。输出波形和转换效率是衡量这类产品的重要指标，而保证这些指标的关键之一是其控制器的设计。

本文介绍一个基于高性价比16位数字信号控制器DSP 56F801和脉宽调制芯片UC3846的DC／AC电源设计，该设计实现了装置中控制信号的发生和测量信号的检测，采用了电压有效值反馈加前置滤波PID调节器的数字控制和硬件与软件相结合的抗干扰措施。实验结果表明该设计的DC／AC电源的输出波形、效率和可靠性等指标均有所提高。

1 主电路工作原理

图1为该设计的主电路结构，其中24V蓄电池的直流电压经过开关管S1和S2，高频变压器T、桥式整流器、L1和C1升压为360V的直流高压，再经S1～S6组成的逆变桥得到220V/50Hz的交流输出。

1.1 DC／DC环节

采用变压器的升压DC／DC环节中的原边逆变电路拓扑有半桥式、全桥式、椎挽式等。半桥式电路输出电平只能为蓄电池电压的一半，全桥式电路由于其导通同路中存在2个管压降，因此在低直流电压回路中采用这两种电路拓扑将限制装置的效率，而推挽结构可充分利用蓄电池电压，同时在导通回路中只有一个管压降，因此本设计采用了推挽式结构。

推挽变换器每周期内S1和S2在各自的半周期内导通一次。为了防止变压器的偏磁，S1和S2轮流导通的时间要相等，变压器原边的中心抽头绕组的绕制要注意对称。

变压器副边将与原边耦合产生的交流电压升压，然后经不控整流得到高压直流
电压。DC／DC环节中的直流电压关系由式(1)描述。

式中：VDC1为蓄电池电压；
VDC2为DC／DC环节的输出电压；
N2为副边匝数；
N1为原边匝数：
D为占空比。

1．2 DC／AC环节

DC／AC变换器的主电路为由4个MOS管构成的单相桥式逆变电路，将360V的直流电压转换成220V／50Hz的交流电压。

SPWM调制又分为非倍频和倍频两种方式，本文采用倍频单极性SPWM调制的逆变器，这种方式可以在不改变开关管工作频率的情况下，通过对门极脉冲控制，使得输出波形中最低次谐波频率是开关频率的2倍，从而可以减小滤波器的容量和体积。单相单檄性倍频调制驱动信号的产生可以有两种方法，一种是用频率与幅值均相同，但相位却相反的两个正弦波和频率为fc的三角载波交截，另一种是用频率与幅值均相同，但相位却相反的两个频率为fc的三角载波与一个正弦波交截，其结果均产生两组PWM驱动信号，分别控制单相逆变桥的两臂，逆变输出波形的等效载波频率为2fc，本文采用的是前一方案。

2 电源的控制结构

DC／DC环节由电流控制型脉宽调制器芯片UC3846控制。该芯片支持一个双环控制结构，可以实现输出电压调节、逐脉冲的电流限幅、对称性校正和多电源模块的并联等功能。DC／DC环节由UC3846外部RC元件设置工作频率为50kHz。本设计中测量DC／DC环节的输出电压VDC2以形成电压外环，同时还将电流互感器套在变压器T的输入母线上测量流过主开关管的电流以形成电流内环，通过UC3846形成双闭环结构调节tout，以维持VDC2的稳定。UC3846通过其外接元件可方便地设定DC／DC环节高压侧输出电压和低压侧的电流限幅值。

MOTOROLA公司的56F801为一种16位数字信号控制器(DSC)芯片，它将数字信号处理器(DSP)和微控制器丰富而灵活的外设集成在一个芯片中，可并行操作的3个执行单元在一个指令周期中执行6个操作，为多种应用提供廉价的解决方案。它的一个突出特点是提供PWM和ADC模块，支持多电机或多相控制。56F801的PWM模块生成SPWM信号方便简洁，无需占用定时器资源。本设计中该芯片产生DC／AC环节巾S3"S6的PWM驱动信号，同时对整个装置进行监测，履行测量和控制的任务。

3 SPWM脉宽调制波的产生

倍频SPWM的实现是通过56F801的PWM模块来完成的。该模块具有6个PWM引脚，可支持3对具有插入死区的互补PWM信号输出。单相DC/AC环节的设计中利用了3对互补PWM信号中的两对来驱动S3～S6。其设计要点可简述知下。

设置控制寄存器PMCTL和配置寄存器PMCFG，设置预分频因子为l和脉宽发生为中心对齐方式。

若设置三角载波信号频率为9.6kHz，则在IPBus时钟为40MHz且预分频因子为l的情况下，PWM模块中寄存器PWMCM存储的模数(modulus)值为[PWMCM]=40M／9．6k／2=2084。

为防止一个桥臂上的两个管子直通，通过设置脉冲死区寄存器PMDFADTM设置2μs的死区时间。

PWMCM的赋值决定了脉冲的周期，而PWMVAL中的值则代表了脉宽，它们共同控制15位计数器PWMCNT形成PWM波形。为了产生SPWM驱动信号，必须在每个周期产生中断并在中断服务中对PWMVAL中的值加以刷新。

通过对一个存储于随机存取存储器中的脉宽表的检索获取本周期的脉宽并对PWMVAL赋值。对PWMVAL逐周期查表赋值的过程称为周期参数重载。参数重载的频率由PWM模块的频率和预分频因子，以及载波的频率来共同决定。图3是输出倍频SPWM脉冲的流程图。图3中中性点的值为F=1042，即载波三角波周期的一半。正弦表指针为PWMPTR。

4 56F801的软件设计

5617801软件主要由主程序、PWM模块的参数加载中断、输出电压滤波和闭环调节的定时中断和有关的保护中断等。

主程序主要完成相关寄存器和变量的初始化，并形成各个基于中断的功能模块的运行环境。

PWM模块的参数重载中断完成PWM波的输出。

由图2可见56F801对蓄电池和DC／AC环节进行检测并执行相应的保护，其中包括PWM模块的出错保护引脚所引起的中断。此中断完成短路保护的功能。

本电源装置还设置了由UC3846执行的直流输入侧的欠过压滞环保护，由56F801执行的交流输出侧的过载和短路保护和过热保护。当直流输入侧出现过欠压的时候，通过连锁信号关闭PWM波形发生器，同时封锁DC／DC变换器。在过载的时候，先延时一段时间，再关闭PWM发生器和封锁DC/DC，但如果在延时的这段时间内，负载恢复正常，则整个系统自动复位开始工作。

上述的脉宽表对于SPWM发生模块来说是离线的，而对于电压闭环控制模块来说则是在线的。由电压闭环控制模块计算出控制量，控制量的变化改变正弦调制波与三角波的交点，进而导致对脉宽表的刷新。为此需要按照调制波与三角载波的对称规则采样法，汁算出一个正弦波周期的每个SPWM波的脉宽宽度，在内存中安排一个表格存储各个脉冲的脉宽值。

本系统采用有效值的单闭环反馈控制方案，其控制结构如图4所示。

在56F80l中运行的调节器采用前置滤波PID算法。由于采样电路中的高频干扰可能导致控制失误，因此在PID的前端采用了一阶滞后滤波器作为前置滤波。这种方法是先把所采集的误差信号用一阶滞后数字滤波器进行滤波后得到较为准确的误差采样值Ek，送到PID控制器求出控制量输出△Uk。

一阶滞后滤波器的传递函数为

式中：e(s)为实际的包含高频干扰的误差采样值；
E(s)为滤波后的消除了高频干扰的误差。
用差分反演法离散化后的差分方程为

式中：ek为本次偏差采样值；
Ek和Ek-1为本次和上次滤波值。
式(3)中

式中：T为滤波时间常数；
T为采样周期
数字PID采用增量式算法为

而采用式(6)则可简化计算机的运算：

依据△Uk便可得到Uk，进而得到新的脉宽表，并对有关的存储区进行刷新。

5 实验结果与结论

基于以上方案制造了一台样机并进行了相关试验。考虑到此类电源供电的负载一般为开关电源类容性负载，因此分别做了纯阻性负载和开关电源类容性负载试验。

试验参数：蓄电池直流电压24V；DC／DC变换器输出的直流360V；DC/AC环节三角载波频率9．6kHz，正弦调制波频率为50Hz，凋制比M=O．9；直流侧电容C1=l000μF；输出滤波电感L2=2mH，滤波电容C2=5μF。

试验波形结果可看出，DC／DC变换器输出的直流电压波动小。由于采用DSP56F801控制芯片，输出波形即使在容性负载时，波形畸变也很小，波形质量高。经测试输出波形的谐波畸变(THD)在空载时为O．9％，阻性负载时为1．8％，开关电源类负载时为2．6％。

样机的体积很小。由于采取了软硬件抗干扰的措施，使整个系统的可靠性得到增强。

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