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标题: 一种全新高功率线性功率放大器的设计 [打印本页]

作者: admin 时间: 2014-10-11 17:31
标题: 一种全新高功率线性功率放大器的设计
1  引言

宽带高功率放大器在诸如无线通信、基站等设备中是重要的一部分，宽带高功率放大器的线性度、功率附加效率和带宽是衡量功率放大器性能的很重要的参数，在设计中要充分考虑各项指标的要求，并折中处理以获得好的设计。在进行功率放大器的设计时，由于缺少晶体管的大功率精确模型，并且厂商一般只提供小信号S参数，而功率放大器工作在非线性，因此严格的试验设计是必须的（比如可以采用负载牵引技术），这是一项比较困难的任务，要不断的完善以达到最好的性能。除此之外，在设计中阻抗匹配和功率合成设备的设计也是比较重要部分，好的匹配电路可以提高功率放大器的性能，可以提高效率和输出功率等，而通常单管的输出功率不能满足许多情况的需要，这样就可以采用功率合成网络来进一步提高输出功率。我们通常考虑电源和负载是实阻抗，在这种情况下LC网络不能作为匹配电路的可靠设计。

但是实际上，电源和负载阻抗的实际成分也包含电抗部分，这样就使得匹配目标是双重的，它要求在抵消其电抗成分同时，也要起到实阻抗变换的功能。当带宽转换率比较大的时候，这种阻抗变换可以由变压器来实现。但是普通的同轴线变压器的频率响应受到线圈之间的泄漏自感应和寄生电容的限制而使得应用不是很广泛，不同的是，传输线变压器通过外部和中心分别使用一个同轴电缆导体来作为初级线圈和次级线圈，来形成一个1：1的变压器，有了这个1：1传输线变压器网络，通过不同的连接来实现不同的阻抗率的变换。而且，利用这个1：1变压器的拓扑连接，宽带射频功率合成器能获得更高的功率水平。本文研究利用传输线变压器来研究20-100MHz的线性功率放大器，实现150W的输出功率。

2  传输线变压器

2.1  传统的磁性同轴变压器

尽管传统的变压器在结构上是比较简单的，并且也能得到任何阻抗变换率，但是这种结构是窄带的并且功率也是有限的。即使这种传统的变压器能正常的工作在高频段，然而在工作频段的高频段其寄生耦合电容和泄漏自电感发生恶化。由于这种变压器是以磁芯作为耦合煤质，它的插入损耗必定比使用传输线变压器的插入损耗要大的多，而且磁芯有某种磁场流量饱和特性，这就使得这种变压器的功率完全由线圈所使用的磁性物质所决定的。

2.2  传输线变压器

LC谐振回路作为负载的射频谐振功率放大器，相对通频带宽只有百分之几甚至千分之几，因此只能算是窄带射频功率放大器。要实现宽带射频功率放大器，首先是不能用具有选频能力的谐振回路作为负载，只能用宽带网络或阻性负载，当然这可能导致输出信号产生的谐波无法得到有效的改善。一般宽带放大器只能工作在效率较低的甲类或甲乙类。众所周知，功率放大器的输入阻抗及输出阻抗变化大，宽带匹配问题就成为设计宽带射频功率放大器的关键。

传输线变压器是一种较理想的高频宽带耦合及匹配元件，由于它采用传输线作为绕组，较合理地将分布电容，线圈漏感加以利用或限制，使响应频带得到很大的展宽，解决了传统变压器难于解决的问题。传输线变压器相比传统的变压器可以实现更高的工作频率、更宽的带宽、更高的功率和较小的阻抗值。目前，它的使用频率已经超过1GHZ，成为高频和微波电路低端的一种极为有用的耦合装置，广泛地用于阻抗变换，单端－平衡转换，功率的合成和分配等目的，成为放大器级间耦合，混频，调制，鉴频，鉴相，射频高速开关，功率合成技术等方面的重要工具。

在利用传输线变压器来设计宽带高功率放大器中，精确的传输线变压器的模型是设计中的关键基础，图1是传输线变压器的模型，在这个模型中，RCI和RCO代表在磁性材料中的泄漏场而产生的内部导线和外部导线的芯损耗，LMAGI和LMAGO表示在磁性材料中的泄漏场而产长的有限磁化自感应系数。这些参数可以用阻抗分析和网络分析而得到。其他参数是寄生参量，并且在VHF的高频端才有意义，这些值可以由曲线率而求得（图1中LWI与LWI1、RWI与RWI1、LWO与LWO1、CW与CW1分别各自相等）。

图1 磁性材料的同轴电缆

3  推挽功率放大器

推挽放大器是产生大功率的一种很好的方法，由于电路具有对称性，这样放大器工作具有高线性和带宽大，适合设计宽带高功率放大器。推挽放大器有很多优点：在一支管子损坏的情况下，另一支管子的工作是安全的；推挽结构抵消了三极管非线性成分中的偶次谐波，杂散抑制高；增益比一般功率合成要提高3dB等。考虑到本文输出的脉冲功率较高，且综合考虑成本和现有条件等，本采用推挽放大器来实现高功率线性放大器。

分别使用平衡MOSFET或双极器件的共源或共射推挽工作，增加了输入和输出阻抗。对于相同的输出电平下，推挽工作模式下的输入阻抗Zin和输出阻抗Zout近似地比它们并联工作模式下的高接近四倍。同时，输入和输出品质因数保持不变，因为Zin和Zout的实部和虚部都增加4倍。推挽工作的基本概念可使用图2所示等效电路进行分析。

最普遍的（传统的）是考虑理想B类工作状态下的放大器，这意味着每个晶体管导通角准确的为半个周期，即180。，静态工作电流为零。进一步假设，输出变压器的初级和次级绕组的匝数是相等的，即N1=N2=N3。同时假设：每个晶体管的集电极电流以下式中半个正弦波形式存在：

第一个晶体管：

第二个晶体管：

图2 推挽工作的基本概念

通过输出变压器T2在合适的相位条件下进行变换，流过负载RL总的电流可定义为：

流入这个变压器中心抽头的电流是集电极电流总和：

理想情况下，偶次谐波被抵消，那么在负载上将不会再出现偶次谐波。实际上可实现的是二次谐波比基波低30~40dB。在初级线圈的中心抽头上需接上一个旁路电容，这样可以排除偶次谐波带来的功率损耗。负载RL上电流

产生的输出电压为：

总的直流集电极电流可定义为

的平均值：

Vc=Vcc时，在两个晶体管上的饱和压降为零的理想情况下，并考虑N1=N2=N3等绕组情况下VL=Vc，总的直流功率P0和RF基波输出功率Pout，表达式如下：

推挽B类工作下的最大可得到的理论集电极效率是：

4  150W功率放大器的设计

本文设计的功率放大器工作频段是20-100MHz，要实现150W的输出功率，并且其效率是可以接受的，也具备很良好的稳定性，功率放大器是通过级联晶体管来实现的，采用驱动级功放和功率合成级来达到输出150W的输出功率。驱动级功放管是Semelab Inc.’s D1013UK。末级采用的是D1030UK晶体管的推挽电路来实现150W的功率输出，并采用9：1巴伦。在功率放大器的设计过程中，使用Agilent ADS不断仿真和优化，以得到符合要求的功率放大器，图3是进行多次仿真优化的电路图。

图4是经过仿真已经测量得到的最后最终结果。由图4可以看出，该功率放大器的工作频段为20-100MHz，在该频段内，输出功率大于150W,增益比较平坦，并且增益大于34dB，功率附加效率大于33%。稳定性的考虑是功率放大器设计所面临的一个很重要而困难的问题，特别在宽带功率放大器的设计中更加突出，功率放大器的输出与50欧姆的负载匹配得到稳定工作比较容易，但是负载有时候会出现失配。通常功率放大器的输出端直接与天线相连，但是由于一般天线也不会有比较完美的VSWR特性，通常不稳定性发生在较低的频率并且功率增益较大的情况下。本文的设计中，用降低低频时的功率大小，来改善放大器的稳定性，这里采用了直流反馈和漏门级负反馈来降低输出低频段的功率，进而改善放大器的稳定性，通过仿真可以得到该功率放大器工作是稳定的。

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