图1. 欠采样接收机结构框图
图1中，Maxim的2GHz MAX9993和900MHz MAX9982混频器可为许多设计提供所需的增益和线性度，而且具有极低的耦合噪声，这样就不再需要那些损耗较高的无源混频器。MAX2027和 MAX2055工作在接收机的第一、二中频级，此两款器件在其整个增益调节范围内OIP3均可达到+40dBm。在图1电路中数据转换器采用的是 MAX1418 (15位、65Msps)和MAX1211 (12位、65Msps)，此外Maxim的数据转换器产品还有其它采样速率的器件，可满足大多数设计要求。若将图1中的第二下变频器省去(虚线中所示)，那么图1所示电路就变成了单路下变频器结构。
Maxim的低噪声ADC： MAX1418
图1所示的欠采样接收机结构对ADC的噪声和失真有着严格的要求。在接收机中，电平较低的有用信号单独被数字化或同时伴随有无用的、需要倍加关注的大幅度信号，因此要想使接收机正常工作，ADC的有效噪声系数要按这两种信号的极端情况(即有用信号最小、无用信号达到最大值)来计算。对于小的模拟输入信号，ADC的噪声基底中占支配地位的是热噪声和量化噪声，决定了ADC的噪声系数(NF)。
实际上，小信号条件下的ADC有效噪声系数一经确定，模拟电路(RF或IF)的级联噪声系数也就随之确定。ADC前级电路的最小功率增益应满足接收电路的噪声系数要求，通常该功率增益值以ADC过载前接收机所能容许的最大阻塞电平或最高干扰电平为上限。在BTS中，如果不采用自动增益控制 (AGC)，ADC的动态范围一般无法同时满足电路噪声系数(接收机灵敏度)和最大阻塞两方面的要求，AGC电路可以放在RF级或IF级电路中，也可在两级电路中同时包含AGC电路。
MAX1418系列的其它产品对fINPUT = fCLOCK/2的基带应用特别适用。当转换器工作在这个频率范围内，采用这些基带特性极佳的器件，将具有最佳的动态范围。这些产品中包括针对 65Msps时钟速率的MAX1419及针对80Msps时钟速率的MAX1427，它们的基带SFDR (无杂散动态范围)均可达到94.5dBc。
表1所列是MAX1418的主要技术参数：
表1. MAX1418电特性
Parameter Condition Symbol Typ Value Units
Resolution N 15 Bits
Analog Input Range VID 2.56 VP-P
Differential Input Resistance RIN 1 kΩ
AC Specifications fCLK = 65Msps
Thermal + Quantization Noise Floor Analog input = -35dBFS Nfloor -78.2 dBFS
Signal-to-Noise Ratio Analog in = -2dBFS fIN = 70MHz SNR 73.6 dB
Spurious-Free Dynamic Range Analog in = -2dBFS fIN = 70MHz SFDR 84 dB
Signal-to-Noise-and-Distortion Analog in = -2dBFS fIN = 70MHz SINAD 73.3 dB
不接LSB时，MAX1418也可以与14位接口器件一起工作，这样应用时，SNR会有轻微的损失，而SFDR则不受影响。
图2给出了无阻塞情况下ADC的噪声分布，这里假定在ADC之前的所有模拟电路的总级联噪声系数为3.5dB，同时假定设计目标是ADC导致的总噪声系数的恶化不超过0.2dB，以满足CDMA基站接收机的灵敏度要求。这样一个噪声系数值应该为空中接口留有足够的余量，不过最终结果取决于末级检波器的 Eb/No (比特能量与噪声功率频谱密度的比值)的要求。基于表1的MAX1418的热噪声 + 量化噪声基底,当器件时钟为61.44Msps (50x码片率)时，其等效噪声系数为26.9dB。由于采用了过程增益控制，1.23MHz CDMA频道带宽下的ADC噪声比Nyquist宽带下的ADC噪声低14dB。一般情况下，为了获得3.7dB的接收机级联噪声系数,总增益要达到 36dB。
图3. 出现阻塞情况下的ADC噪声响应
MAX1211允许一次下变频结构
如果在较高的IF段能够获得足够的SNR和SFDR指标，欠采样电路可以用于一次下变频结构。Maxim的MAX1211 12位、65Msps转换器就是采用这一结构设计的，它的引脚与即将推出的80Msps及95Msps转换器兼容，此系列器件可对频率高达400MHz的输入信中频号进行直接采样，此外，它还具有其它先进的性能，如时钟输入可以是差分信号也可是单端信号，时钟占空比可以在20%到80%之间，另外，还设计有数据有效指示器(以简化时钟及数据时序)，采用小型40引脚QFN (6mm x 6mm x 0.8mm)封装，二进制补码和格雷码数字输出格式。表2列出了模拟输入频率为175MHz时MAX1211的典型交流特性。
表2. MAX1211电特性
Parameter Condition Symbol Typ Value Units
Resolution N 12 Bits
Analog Input Range VID 2 VP-P
Differential Input Resistance RIN 15 kΩ
AC Specifications fCLK = 65Msps
Thermal + Quantization Noise Floor Analog input = -35dBFS Nfloor 69.3 dBFS
Signal-to-Noise Ratio Analog in = -0.2dBFS fIN = 32.5MHz
fIN = 175MHz SNR 68.3
66.8 dB
Spurious-Free Dynamic Range Analog in = -0.2dBFS fIN = 32.5MHz
fIN = 175MHz SFDR 82.4
79.7 dB
Signal-to-Noise-and-Distortion Analog in = -2dBFS fIN = 32.5MHz
fIN = 175MHz SINAD 68.1
66.5 dB
较之两次变频结构，一次变换器具有明显的优势。由于省去第二级下变频混频器、第二级中频增益电路以及第二级LO合成器，元件数量及电路板空间可减少约10%，节约成本$10至$20。
不同结构的杂散考虑
如果需要进一步节省元件数、线路板空间，降低功耗及成本，可采用下面给出的一次变频结构。假定设计的cdma2000接收机工作在PCS频段，采样速率为61.44Msps，合成器基准频率为30.72MHz，第一中频的中心选在6阶Nyquist频段169MHz，带宽约为1.24MHz。对于 DDS结构，采用相同的169MHz第一中频，第二中频的中心频率在46.08MHz的2阶Nyquist频段。
表3. 用于SDC和DDC架构的假设杂散特性
SDC DDC Parameter Value
x x Receive band 1904.3800 to 1905.6200MHz
x x Clock Frequency 61.44000MHz
x x Max clock harmonic 30
x x Synthesizer ref freq 30.7200MHz
x x Max synthesizer harmonic 40
x x First injection LS 1736.0000MHz
x x Max 1st LO harmonic 5
x x Receive image band 1566.3800 to 1567.6200MHz
x x First IF band 168.3800 to 169.6200MHz
x Second injection LS 122.9200MHz
x Max 2nd LO harmonic 5
x 1st IF image band 76.2200 to 77.4600MHz
x Second IF band 45.4600 to 46.7000MHz
表3列出了采用单载波、一次下变频(SDC)和两次下频(DDC)结构时，在PCS频段上端附近的RF载波杂散搜索假定条件。对于SDC结构来说，杂散搜索可在RF接收频段、接收镜像频段、IF频段及IF镜像频段发现134个谐波成份，这些杂散信号大多数阶数较高，不会降低接收性能。对于DDC结构来说，杂散搜索会找出2400多个谐波成，这比SDC结构下找出的18倍还多，这些谐波分布在RF接收频段、接收镜像频段、第一级IF频段、第一级IF镜像频段、第二级IF频段和第二级IF镜像频段。对于源自高阶时钟谐波和合成器基准频率的杂散信号，可以通过在设计时仔细考虑电路板的布局或增加滤波来抑制，但是，对大量的阶数较低的杂散成份的抑制就比较困难。
Maxim的IF放大器：MAX2027 & MAX2055
Maxim也提供每级增量为1dB的数控增益、高性能IF放大器。MAX2027就是一种数控增益放大器(DVGA)，采用单端输入/单端输出方式，可工作在50MHz至400MHz频率范围内，其最大增益时的噪声系数只有5dB。MAX2055则是单端输入/差分输出的DVGA，可在30MHz 至300MHz频率范围内驱动高性能ADC。在MAX2055的差分输出和ADC差分输入之间可以采用一个升压变压器，变压器提供差分驱动，有利于输出信号之间的平衡。这两个DVGA工作在5V偏置，整个增益设置范围内具有+40dBm的OIP3。更详细的内容可参考Maxim网站上 (www.maxim-ic.com.cn)的相关资料。
Maxim的高线性混频器：MAX9993 & MAX9982
在接收电路中，混频器往往承受对性能要求更加严格的较大的输入信号。理想状态下，混频器输出信号的幅值和相位与输入信号的幅值和相位成正比，而且这种比例关系与LO信号无关。根据这一假设，混频器的幅度响应与RF输入呈线性关系，且与LO输入信号无关。
然而，混频器的非线性会产生一些不希望的混频信号，称之为杂散响应，这些杂散信号是由到达混频器RF端口、并不希望出现的信号产生的IF频段的响应。无用的杂散信号将干扰有用的RF信号的工作，混频器的IF频率可由下式给出：
fIF = ± mfRF ± nfLO这里，IF、RF和LO分别是各自端口的信号频率，m和n是将RF和LO信号混频后的谐波阶数。
集成(或有源)平衡混频器(比如Maxim的MAX9993和MAX9982)，由于其性能优于无源混频方案而备受关注。当m或n为偶数时,平衡式混频器能够抑制一定的杂散响应，2次谐波性能更加优异。理想的双平衡混频器可以抑制m或n (或两者)为偶数的所有响应。在双平衡混频器中，IF、RF和LO端口之间都是相互隔离的。采用设计合理的非平衡变压器,混频器可以在IF、RF和LO频带交迭。MAX9993和MAX9982特点包括：低噪声系数，内含LO缓冲器，低LO驱动，允许两路LO输入的LO开关，极好的LO噪声特性等,此外, 在RF和LO端口还集成有RF非平衡变压器。
Maxim的这些混频器内都嵌有LO噪声性能极好的LO缓冲器，降低了对LO电源的要求。通常LO噪声与电平较高的输入阻塞信号相混合会降低接收灵敏度。 MAX9993和MAX9982内含低噪声LO缓冲器，可在出现阻塞时减轻对接收灵敏度的影响。例如，假设VCO输入信号的边带噪声是 -145dBc/Hz，MAX9993的LO噪声特性的典型值是-164dBc/Hz，这样复合边带噪声就只下降了0.05dBc/Hz到 -144.95dBc/Hz。采用这种方法，用户不仅为混频器提供一个电平较低的LO信号，还能确保接收机的混频特性不会因MAX9993内置LO缓冲器的性能而降低。
此外，还有一种棘手的2阶杂散响应，也称为半中频(1/2 IF)杂散响应，对于低端注入，混频器阶数为：m = 2、n = -2；对于高端注入，混频器阶数为：m = -2、n = 2。低端注入时，引起半中频寄生响应的输入频率比希望的RF频率低fIF/2 (图4)。所希望的RF频率为1909MHz与1740MHz的LO频率进行混频，得到的IF频率为169MHz。虽然，CDMA的RF和IF载波频宽为 1.24MHz，但在这里表示成一个频率为中心载频的单频信号。在这个例子中， 1824.5MHz频率的无用信号造成了169MHz的半中频杂散成份：
验证：
2 x fHalf-IF - 2 x fLO =
2 x (fRF - fIF/2) - 2 x (fRF - fIF) =
2 x (fRF - 2 x fIF/2) - 2 x fRF + 2 x fIF = fIF
由此可得到：
2 x 1824.5MHz - 2 x 1740MHz = 169MHz
