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标题: 毫米波发射端中频调制设计 [打印本页]

作者: admin 时间: 2014-10-11 20:13
标题: 毫米波发射端中频调制设计
0 引言
随着通信事业的发展，信息传输量日益增加，无论公用通信网还是专用通信网，通信的业务量都在迅猛增长，红外和光系统已出现局限性，微波频谱也已经非常拥挤，面临这样的局面，毫米波通信以其得天独厚的优点得到各个领域的广泛应用。
毫米波波长短，其设备体积小、重量轻、耗电小、机动性好，在同样口径天线下，短波长的毫米波能实现窄波束、低副瓣，因而在目标跟踪和识别上能提供极高的精度和良好的分辨率，同时窄波束还可提高系统的隐蔽性和抗干扰能力。可通过构建基于软件无线电原理的毫米波通用硬件平台将其系统化，而基于软件无线电原理的毫米波硬件平台，要求系统的各个组成部分具有可编程、灵活以及小型化的特点。在最大程度上实现该硬件平台的开放性、数字化、标准化和可编程化。数字上变频和下变频技术是构建毫米波通用硬件平台的关键技术。基于此，本文给出一种两次变频法的毫米波发射端上变频方案，并利用Altera公司的Cyclone系列EP1Cl2F324完成基带数字信号处理，实现对AD9-857的控制，在数字域完成基带数字信号的内插滤波、正交调制、D／A变换等功能，实现70 MHz中频载波上的QDPSK调制。
1 毫米波发射机
发射机是毫米波通信设备中的重要组成部分，其作用是将已调波经过变频、放大、滤波等处理后，输送给天馈系统，发向通信对方或转发中继站。发射机的变频方案可分为两种：直接变频法和两步变换法。直接变频法是将调制和上变频合二为一，在一个电路里完成；两步变换法是将调制和上变频分开，先在较低的中频上进行调制，然后将已调信号上变频到较高的载频上(毫米波频率)。
直接变频法虽然简单，但由于其承受功率限制，电路不能有效地提供足够的输出功率和较大的动态范围，并且其他谐波的电平会远高于所需的信号，对滤波器和放大器的要求也非常高。两步变换法可减弱直接变频法的缺点，并且对载波适应性强，频率灵活性好，合理的频率配置可有效地抑制各种杂散和变频过程中产生的谐波、交调分量，提高系统的抗干扰性能。本方案采用两步变换法，又由于系统工作在毫米波频段，其工作频率比较高，采用二次或多次的变频方案。
本设计要将70 MHz的信号上变频到31 GHz输出，考虑到经过功率放大后的强发射信号泄漏对发射机性能指标将造成影响，并且此时采用滤波器来提取输出信号非常困难，代价昂贵，因此采用两次变频的方法，将中频信号调制后上变频到毫米波频段。设计方案如图1所示。

图1中，基带信号经中频调制后得到70 MHz的中频信号，中频信号经中频放大和低通滤波后与2．93 GHz混频得到3 GHz，再将3 GHz与29 GHz混频得到31 GHz，即利用混频上变频到毫米波频段。其中带通滤波器用于抑制边带噪声及倍频产生的干扰，射频放大器用于补偿倍频损耗。对于第一本振为获得较高的频率稳定度、相位噪声指标和频率分辨率，可采用混频锁相法设计。对于第二本振，由于其频率达到29 GH- z，接近毫米波频段，可采用微波锁相，然后再倍频的方案实现。
2 中频调制方式选择
毫米波信道一般为非线性信道。主要是以数字恒包络调制为主，非恒包络调制信号或多载波信号经过毫米波非线性信道时，将导致频谱扩展或产生交调失真信号。带内失真分量会干扰调制信号，产生矢量偏差，影响调制精度，使接收解调时的误码率增加；带外失真分量则会干扰邻近的信道。同时由于毫米波的功率放大技术成本较高，功率输出有限，毫米波信道是属于功率受限型，在接收端应采用相干解调技术。因此在选择适合毫米波通信信道的调制方式时，要注意以下几点：
(1)要注意它与系统在信噪比方面的匹配度，要尽量使用在相同信噪比的条件下，具有较低误码率的调制方式，同时要考虑其频带的利用率；
(2)要考虑其在非线性信道上性能的恶化量，要尽量使用恒包络调制方式；
(3)要分析其抗衰落的性能并考虑采用适当的措施予以补偿。
数字通信系统中主要有ASK，FSK和PSK三种基本的调制方式，对目前常用的调制解调方式进行性能比较，可得出，在调制方式的实现方面，2PSK／2DPSK设备简单、抗干扰能力强，对衰落信道和非线性信道的适应能力强，但频谱利用率不高。2FSK设备简单，对衰落信道和非线性信道的适应能力强，但其频谱利用率和抗干扰能力都比2PSK／2DPSK差。4PSK／4DPSK的频谱利用率是2PSK／2DPSK的两倍，抗干扰能力与后者一样。设备复杂程度只有少许增加，对衰落信道的适应能力适中，对信道的线性指标要求也不太高。8PSK与 4PSK／4DPSK相比，具有更高的频率利用率，但设备复杂程度有所增加，对信道的衰落和失真特性也比后者敏感，需要采取一定措施来改善性能。
在抗噪方面，PSK性能最好、DPSK次之，其三是FSK，而ASK性能最差。但是，PSK系统的性能虽然优于DPSK系统，可它容易出现“相位模糊”。从系统的频带利用率来看，PSK和ASK比FSK占据更窄的信道带宽，即PSK和ASK更有效，所以从抗噪声性能和提高信道带宽利用率角度来看，PSK是所有二进制键控方式中最优的一种。
通过以上分析，由于QDPSK的频谱利用率高于BPSK等方式，而抗噪声性能要高于8PSK，16QAM等，且工程实现简单，成本较低，因此本设计选用QDPSK调制方式。
3 数字正交上变频器选择
数字上变频器主要是对输入数据进行各种调制和频率变换，即在数字域内实现调制和混频。表1给出了具有代表性的数字上变频器HSP-50215，GC4114和AD9857三种芯片的性能比较。

在比较了3种芯片的杂散性能和频率分辨率等性能参数的基础上，可得出AD9857的工作频率最高，由于集成的高速直接数字合成器输出频率要小于系统时钟的43％，因此输出频率范围最大。此外AD9857内部的14位高性能高速数／模转换器，可提高系统的集成度和稳定度。综上所述，本文采用 AD9857实现毫米波系统数字上变频。
4 中频调制设计
本设计采用基于DDS技术的正交上变频器AD9857与FPGA相结合的方案实现70 MHz中频的QDPSK调制。系统框图如图2所示。

由图2可知，基于EP1Cl2F324的FPGA主要实现基带信号处理、FPGA与AD9857的串口通信、FPGA与AD9857的并口通信和时钟控制设计。
信源首先经串并转换将输入的单路串行数据转换为双路并行数据，经过串并转换产生的数据速率减半，再经过“差分编码”转换为相对码，通过并口送入 AD9857进行绝对调相。在FPGA与AD9857串口通信中，当CS为低电平时，开启AD9857的串口，FPGA通过SDIO将控制字发送给 AD9857，设置AD9857的工作方式，当CS为高电平时，关闭AD9857的串口，串口通信仿真如图3所示。在FPGA与AD9857的并口通信中，当TXEN-ABLE为高电平时，通过PDCLK读取FPGA中的14位并行数据送入AD9857，当TXENABLE为低电平时，关闭AD9857 的并口，并口通信仿真如图4所示。

40 MHz晶振为EPlCl2F324提供系统时钟；经FPGA八分频后通过SCLK送入AD9857中，作为串口通信时钟；经AD9857内部PLL倍频器五倍频后，作为AD9857的内部系统时钟。
AD9857工作在正交调制模式，14位并行I／Q数据分成两路交替输入，经过CIC滤波器，可编程内插器后送人正交调制器。DDS核产生正交本振信号到正交调制器，分别与I／O信号相乘后相加或相减，产生正交调制信号。最后通过14位DAC转变为正交调制的模拟信号输出。
5 结语
采用AD9857和FPGA相结合的方法实现了中频调制，由于AD9857采用了直接数字频率合成技术，消除了由模拟调制所引起的相位、增益的失衡和交调失真。该设计简化了系统结构，降低了成本，提高了系统的性能和可靠性。同时提出了一种采用两次变频的上变频方案，此

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