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标题: 如何用一只无缓冲CMOS六反相器做出测试仪器？ [打印本页]

作者: admin 时间: 2014-10-12 07:38
标题: 如何用一只无缓冲CMOS六反相器做出测试仪器？
本文讨论了如何用一种六反相器IC做出四种测试件：一个有良好定义逻辑电压窗口的逻辑笔，输入阻抗约为1MΩ；一个开路测试仪，上限电阻可以从几十欧到几十兆欧；一个单脉冲或脉冲串注入器或简单的信号发生器；还有一个是高阻音频探头。使用一只4069中的六个反相门、两或三只电阻，以及少许无源元件，就可以做出这些测试仪器。

在双门构成的CMOS/TTL兼容探头中，R1至R4电阻网络对反相器输入端做偏置（图1）。由于门有高输入阻抗，因此R1至R4的值在大约100kΩ到1MΩ。探头尖的吸入/供出电流很小，因为R1至R4有高阻抗，因此，探头尖基本上不影响测试点的逻辑电平。知道了门的输入阈值电压后，就可以计算出所需要的R1至R4电阻值。

图1：在双门构成的CMOS/TTL兼容探头中，R1至R4电阻网络对反相器输入端做偏置

图2：这个单门构成的开路测试仪有可调的检测阀值

上方的门检测逻辑0，下方的门检测逻辑1.将上限设定了逻辑0的电压，计算出R1和R2的值。任意选择R1= 1MΩ，去找一个R2的值，使得上方门输入端的电压正好是阈值电压。于是R2=R1 （VT-VL）/ （VS-VT），其中VT是阈值电压，VL是逻辑0电压，而VS是电源电压。同样，给逻辑1电压VT设定一个下限，按R3来寻找一个R4的值。适当地选择R3，此时要注意各个门的静态偏置，从而在探头悬浮状态下使各个LED熄灭，就可以得到R4的值：R4=R3VT/（VH-VT）。

下式计算探头的电流：IP=[-（V-VI）（R3+ R4）+VI （R1+R2）]/（R1+R2）（R3+R4），其中IP是探头电流，VI是探头尖的电压。因此，对探头尖上的任何电压，探头阻抗均大于1MΩ。对于有更高阈值电压的4069封装（如3V），可以在正电源轨与芯片之间接一个二极管再跟随一个10kΩ接地负载电阻，有助于降低这个电压。

开发人员经常使用的开路测试仪（图2）是基本的测试设备；这些测试仪是工作台上不可缺少的装备。用4069的一个门（有高输入阻抗，以及门输出转换的阈值电压）可以做成开路测试仪，其上限是测试电路的电阻。探头之间的总阻抗以及开关结构的电阻构成了一个分压网络，在门的输入端产生一个电压。当两个电阻相等时，门输入端的电压为电源电压的一半。门的转换阈值电压也接近于电源电压的一半，因此，开关分支选择的电阻就设定了近似的开路测试电阻。

另一种有用的结构是用一只可变电阻代替可切换电阻。这种方法可以通过调节可变电阻，在考虑到探头尖之间的电阻，以及LED的发热后，任意设定开路测试电阻。可变电阻的设置应使得LED正好熄灭。这种方法获得了一个紧凑的结构，可以装入一个小封装内。另外一只可变电阻（1kΩ到2kΩ）与负探头串联，从而能够做大约100Ω或更小的开路电阻测试。另外还可以使用有较低转换阈值电压的门，方法是用一对二极管跟随一个10kΩ的负载电阻，从正电源轨串联到地。这种结构也可以经过适当修改后，用于测试有电的交流电线（参考文献3），这样就做出了五种设备。

现在4069封装中还有三个门，其中两个可以做一个非稳振荡器/单稳式单脉冲发生器电路，一个互补双极管对缓冲器用于增加驱动电流（图3）。一只SPDT（单刀双掷）开关切换到P（脉冲）或A（非稳），就可以在两种方式之间选择。在脉冲模式下，按开关可在输入端产生一个简单的负向脉冲，送至第二个门，因为C2开始充电，门输出端获得的高电平在Q1与Q2的结点处产生一个正向脉冲。这个脉冲也被锁定，开关去颤是通过电容C1的正反馈，它以R1、R2或R3决定的时间常数开始充电。当C1上的电压等于阈值电压时，第二个门的输出再次通过C1的正反馈而返回为低，将第二个门的输入端驱动为高，结束脉冲。

与C 2并联的二极管总是反偏的，它用作一只为C2放电的极大阻值电阻。假设二极管的典型泄漏为1nA，则2.5V时的等效电阻约为2.5GΩ。大约125 ms的RC放电时间常数适用于人手按压按键的速度。

图3：互补双极晶体管增加了振荡器以及单脉冲发生器的输出电流

R1到R3的值设定了非稳态频率，或单稳脉冲宽度。在第二个门的输入端有220kΩ的电阻，用于当门电压低于地电压，或比VDD高0.6V时，限制电容的泄漏电流进入门输入端。单稳脉冲产生大约1/（2.2RC）的频率，而门的阈值电压决定了单稳的脉冲宽度，即大约0.7RC到1.1RC.

有时候，需要聆听某个测试电路点处的音频信号。4069有高的输入阻抗，以及大约6.8mA的充足输出驱动电流，可以驱动一只小型PCB安装式扬声器。这种方法可以建立起一个简单的音频探头（图4）。图4a中门输入端的电阻用于当待测单元电压高于门的电源电压时，为门提供保护。

图4中显示了两种驱动声音换能器的方法，具体取决于对响度的要求。图4a是直接连接到一只压电换能器。如果声音较大，可以在图4b的扬声器上串联一个小电阻，用于控制音量，并且防止扬声器或晶体管可能的损坏。图4c显示了一种通过门输入端的偏置来提高灵敏度的可选方法。

图4：两种驱动声音换能器的方法

偏置电压由分压网络通过下式给出：VB=R2VS/（R1+R2）-R2VL（1-ξ）/（R1+R2）-R2VHξ/（R1+R2），其中VS是电源电压，ξ是输入信号占空比（TH/（TH+TL），假设是一个矩形波），VH是逻辑高电压，而VL是逻辑低电压。R1的建议值为1MΩ；用户可以根据偏置电压的式子，选择R2（建议选1MΩ）。很多R2值都是可以的，如图4c所示。电容CC（建议为0.1μF）与待测信号串联，提供与信号串联的偏压。信号的最低强度受到门的输入阈值窗口限制，对不同逻辑门有不同的值。举例来说，对于一个在零和信号电压之间变换的矩形波信号，偏压应低于阈值窗口，而偏压值与信号电压之和应高于阈值窗口。

图5：图4c的输入交流耦合对占空比的灵敏度低，弱于传统的串联电容交流耦合方式


这里有一种严格的情况，此时两个值都处于窗口的边沿。因此，对于矩形信号或衰减的数字信号，VSIG=ΔVT是最低要求的信号强度。通常情况下，不同门的ΔVT是不一样的；有些宽度大（CD4069），有些则宽度窄（CD4011）。然而，当加载一个交流信号（如正弦波）时，信号的负相位会使偏压强度减小到VB-VSIG.因此一个相位就足够产生一个相当于半个窗口宽度的变化量。于是，对于交流信号，最低信号强度标准为VSIG=ΔVT/2.

最后，对于一个反相门，ΔVT=VT2–VT1，其中VT2是门的输出端已完全安定在逻辑0时的输入电压，而VT1是门的输出端已完全安定在逻辑1时的输入电压。R1和R2帮助选择高于所设定最小门阈值窗口的信号强度。如果R2约为1MΩ，则R2CC时间常数为0.1秒，对应为10Hz，这看来是足够的。

对于普通的数字信号，足以忽略掉R2和CC.换句话说，R2和CC都等于零。应注意的是，这个耦合器并未补偿严格的信号条件，防止输出端有一个恒定的漏极电流。它的目标是为音频探头的门提供一个典型晶体管放大器式的偏压。对严格信号条件的关注由图4b中门输出端串联的10μF电容完成。

喜欢使用传统交流耦合（R2的左侧端子连接到大地，而不是探头尖）RC电路的用户可以采用下式，计算作为多项参数函数的V&[url=http://www.eefocus.com/tag/39;'''B：V'&]#39;'''B：V'&#[/url]39;''B=VSR2/（R1+R2）-ξ（VH–VL）–VL，其中所有项都具一般意义。

将此式与前式作个比较。V&[url=http://www.eefocus.com/tag/39;''&]#39;''&#[/url]39;B的式子中，偏压通过占空比的单一乘积因数，与VH或VL形成依赖关系，而在偏压式中，它取决于另外的乘积因数R2/(R1+ R2)<1，因此减少了依赖性，随占空比产生了一个更平坦的数据曲线，如图5所示有一个VL/VH=0/4V的矩形波和变化的占空比。

所有这些小设备都可以装在一个小容器里，如一只胶管，并用探头做各种测试(参考文献4)。探头电源可以使用两只3V的CR2032锂电池；CMOS4069是小功率器件。但要注意，不同制造商的4069器件的阈值有很大的差异，因此应在挑选制作测试设备的器件时，要检查其值，尤其是用于前三种设备时。

这些测试设备的关键在于CMOS门的高输入阻抗。其它封装( 如CD4011/4001)也可以做出多款设备，因为关键是使用反相门。

在这里讨论的所有电路中，探头的地都应直接连到待测设备的地上。尽管设计实例并未讨论这一点，但有些读者可能希望增加CD4011/4001NAND/NOR逻辑，将开路测试仪、单稳振荡器和音频探头结合起来，从而提供一个可发声的开路测试仪。

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