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标题: 3GPP LTE中的OFDMA和SC-FDMA性能比较 [打印本页]

作者: admin 时间: 2014-10-13 14:57
标题: 3GPP LTE中的OFDMA和SC-FDMA性能比较
摘要在3GPP LTE系统的上行多址方式的研究中，正交频分多址接入(OFDMA)和基于傅立叶变换扩展的正交频分复用(DFT-S OFDM)以各自的优势成为热门的候选方案。由相同的仿真参数下的仿真结果来看：在未编码的条件下，当误码率(BER)为10-3时，OFDMA优于DFT-S OFDM 1dB；在采用Turbo编码的条件下，当BER为10-3时，OFDMA与DFT-S OFDM相比，有3 dB的增益；在结合MIMO技术的系统中，OFDMA和DFT-S OFDM性能的差别将增大。由于OFDMA的峰值平均功率比(PAPR)可以降低到3GPP要求的6 dB以下，OFDMA的链路级性能优于DFT-S OFDM。
通用陆地无线接入(UTRA)演进的目标是构建出高速率、低时延、分组优化的无线接入系统[1]。演进的UTRA致力于建立一个上行速率达到50 MHz、下行速率达到100 MHz、频谱利用率为3G R6的3～4倍[2] 的高速率系统。为达到上述目标，多址方案的选择应该考虑在复杂度合理的情况下，提供更高的数据速率和频谱利用率。在上行链路中，由于终端功率和处理能力的限制，多址方案的设计更具挑战性，除了性能和复杂度，还需要考虑峰值平均功率比(PAPR)对功率效率的影响。
在3GPP LTE的标准化过程中，诺基亚、北电等公司提交了若干多址方案，如多载波(MC)-WCDMA，MC-TD-SCDMA，正交频分多址接入(OFDMA)，交织频分复用(IFDMA)和基于傅立叶变换扩展的正交频分复用(DFT-S OFDM)。OFDMA已成为下行链路的主流多址方案，并且是上行链路的热门候选方案，其中，北电公司的方案支持频分双工(FDD)方式[3]，信息产业部电信传输研究所的方案支持时分双工(TDD)方式[4]。
由于正交频分复用(OFDM)能够很好地对抗无线传输环境中的频率选择性衰落，可以获得很高的频谱利用率，OFDM非常适用于无线宽带信道下的高速传输。通过给不同的用户分配不同的子载波，OFDMA提供了天然的多址方式。由于用户间信道衰落的独立性[1]，可以利用联合子载波分配带来的多用户分集增益提高性能，达到服务质量(QoS)要求。然而，为了降低成本，在用户设备(UE)端通常使用低成本的功率放大器，OFDM中较高的PAPR将降低UE的功率利用率，降低上行链路的覆盖能力。由于单载波频分复用(SC-FDMA)具有的较低的PAPR，它被提议成为候选的多址方案[5]。
目前，OFDMA已被广泛研究，并已成为3GPP LTE的下行链路的主流多址方案。然而，在上行链路的研究中，尽管SC-FDMA成为主流的多址方式，但OFDM和SC-FDMA之间的比较大多从PAPR的角度进行，而没有考虑两者的链路性能，更没有充分地考虑PAPR和性能的折衷。本文比较了OFDMA和DFT-S OFDM的基本原理，并仿真了它们在无线信道中的基本性能。仿真结果表明：尽管DFT-S OFDM具有较低的PAPR，但它的链路级性能却不如OFDMA。
1、OFDMA和DFT-S OFDM的基本原理
1.1 OFDMA的基本原理
OFDMA将整个频带分割成许多子载波，将频率选择性衰落信道转化为若干平坦衰落子信道，从而能够有效地抵抗无线移动环境中的频率选择性衰落。由于子载波重叠占用频谱，OFDM能够提供较高的频谱利用率和较高的信息传输速率。通过给不同的用户分配不同的子载波，OFDMA提供了天然的多址方式，并且由于占用不同的子载波，用户间满足相互正交，没有小区内干扰(如图1所示)。同时，OFDMA可支持两种子载波分配模式：分布式和集中式。在子载波分布式分配的模式中，可以利用不同子载波的频率选择性衰落的独立性而获得分集增益。

此外，因为OFDMA已成为下行链路的主流方案，上行链路如也采用OFDMA，LTE的上下行链路将具有最大的一致性，可以简化终端的设计。
一个分配了M个子载波的用户的传输信号可表示为：D =[d 0，d 1……d M-1]T，其中，T代表矩阵转置，di是调制信号。
经过快速傅立叶反变换(IFFT)调制后，信号向量S =F N* T N,M D，其中TN，M代表子载波分配的映射矩阵，其元素是表达子载波的分布式或者集中式分配。F*N是N点IFFT矩阵，*代表共轭转置，并且FN=[f 1T，f 2T……f NT]T，

经过衰落信道和快速傅立叶变换(FFT)信号处理后，频域的接收信号可以作如下表达：R=HTN，M D+n，其中H=diag(Hk)，Hk是第k个子载波上的频域响应；n是高斯噪声向量；R=[r(0)，r (1) ……r (N-1)]T，r (k)是第k个子载波上的接收信号。
由于OFDM的时域信号是若干平行随机信号之和，因而容易导致高PAPR。基站端的功率限制相对较弱，并且可以采用较为昂贵的功率放大器，所以在下行链路中，高PAPR不会带来太大的问题。然而，在上行链路中，由于用户终端的功率放大器要求低成本，并且电池的容量有限，因而高PAPR会将降低UE的功率利用率，减小上行的有效覆盖。为避免OFDM的上述缺点，必须降低PAPR。
降低OFDM的PAPR的技术有很多，比如选择性映射、削波和滤波等等。文献[6]中证明了通过削波和滤波，可以将PAPR降低到6 dB以下时，同时对OFDM的性能影响很小，而且带来的复杂度增加也是可以接受的。因此，本文将主要研究不同多址方案的链路级性能的比较。
1.2 DFT-S OFDM的基本原理
结合动态带宽分配的单载波传输技术已成为LTE上行链路的主要候选多址方案[1]，其主要优势是具有较低的PAPR。与多载波信号相比，单载波技术可以降低对终端功放的要求，提高功率的利用率。
DFT-S OFDM可以认为是SC-FDMA的频域产生方式，是OFDM在IFFT调制前进行了基于傅立叶变换的预编码。不加循环前缀的传输信号可以表达为：S=FN* TN，M FM D，其中FM是M点FFT。
DFT-S OFDM也具有两种模式：集中式和分布式。图2是集中式DFT-S OFDM的示例，其中m 1……m M表示M个不同的调制器传输的比特数，而f 1……f M表示N点IFFT的M路输入。在发送端，先对块长为M的调制信号进行M点FFT信号处理，再根据子载波映射模式将M点FFT的输出信号映射到N个子载波上，经过IFFT将信号转变为时域信号之前，可以进行频域脉冲成型。与时域脉冲成型类似，频谱成型可以在频谱的利用率和PAPR间折衷，如果滚降系数大于0，则使频谱扩张，这与时域脉冲成型要求的过采样率相对应。

接收端为图2的逆过程。在去保护间隔和N点FFT处理以后，频域的接收信号为：R=HTN，M FM D +n，此时DFT-S OFDM也能在频域进行均衡。
2、系统参数设定和均衡器
在3GPP LTE的提案中，很多仿真结果都是在3GPP步行环境B类信道(PB)3 km/h或者车载环境A类信道(VA)120 km/h的情况下。不论是OFDMA还是DFT-S OFDM，在经过这样的衰落信道后，其接收信号都将成为频率选择性信号。如果用户所占用的子载波上的信道不是常值的话，就需要频域均衡器来恢复信号。本文中采用迫零(ZF)均衡器。
对于OFDMA系统，在经过ZF均衡后，信号可以表达为：
其中n'=H*Wn，W是对角矩阵，定义为：

　　
在OFDMA的接收端，经过均衡后，恢复的数据直接送入软解调和解码单元。很明显，由于信道是频率选择性的，可以获得频率分集增益。信道的频率选择性越强，则OFDMA能获得的频率分集增益越大。在下节中，仿真结果将证实我们的分析。
对于DFT-S OFDM系统，在进行最小均方误差(MMSE)均衡后，信号可表示为：R=H*W(HTN，MFMD+n)=H*WHTN，M FMD+n'，其中

比较D和R，可以看到DFT-S OFDM在频域均衡后，在解调和解码单元前，还需要进行M点的IFFT(与发送端相对应)。经过M点IFFT后，信号可表示为：

其中

已恢复的数据D送入DFT-S OFDM接收端的软解调和解码单元。DFT-S OFDM的优势在于其信号的时域实现能够在一定程度上降低PAPR。但是，由于解码也是在时域进行的，DFT-S OFDM只能利用时域选择性衰落。

表1 给出了本文仿真的公共参数[7]。

3、仿真结果的比较
DFT-S OFDM和OFDMA两种上行多址方式的链路级仿真结果如图3所示。当每用户分配300个相邻子载波时，两种多址方式的未编码系统的误码率(BER)性能分别如图3中红色和蓝色线所示，这里，两者都是理想信道估计，均采用ZF均衡。

可以看到，DFT-S OFDM性能劣于OFDMA，原因在于信道是频率选择性的。OFDMA在频域进行解调，其性能取决于深衰落的子载波；而对于DFT-S OFDM，解调是在时域进行的，并且其信号是IFFT之前信号的平均，不能有效利用信道频率选择性，所以其性能劣于OFDMA。然而。DFT-S OFDM对信噪比(SNR)更为敏感，随着SNR的增加，OFDMA和DFT-S OFDM性能会逐渐接近。
图4给出了每用户分配300个相邻子载波、16相正交幅度调制(16QAM)调制时，两种多址方式的编码系统的误块率(BLER)性能。这里OFDMA采用了ZF均衡，而DFT-S OFDM采用了MMSE均衡。可以看到，当BLER为10-2时，OFDM与DFT-S OFDM相比，具有3 dB的增益。原因在于信道是频率选择性的，OFDMA能有效利用信道的频率选择性。所以，结合编码的OFDM系统与时域编码系统相比，能获得明显的增益。

在实际系统中，接收端需要进行信道估计。图5是实际信道估计下的两种多址方案在120 km/h信道中的性能比较，采用了文献[8]中对OFDMA和DFT-SOFDM定义的系统框图。对于两种多址方案，信道估计误差都会降低其性能。OFDMA优于DFT-S OFDM，在BLER为10-2并采用16QAM调制时，OFDMA有5 dB的增益。

多输入多输出(MIMO)技术也是LTE的候选技术，它可以改善性能和提供频谱利用率。图6是两种多址方案在理想信道估计时，结合MIMO技术的性能。这里，发送端采用了空时分组码(STBC)；在接收端，OFDMA和DFT-SOFDM分别采用了ZF均衡和MMSE均衡。从仿真结果可以看到，在BER为10-2、采用正交相移键控(QPSK)调制时，OFDMA有2 dB的增益。当增加调制阶数，由QPSK变为16QAM后，OFDMA与DFT-SOFDM相比，增益增加到6.5 dB。因此，尽管MIMO技术能明显改善DFT-S OFDM的性能，由于不能利用频率选择性，结合MIMO的系统中，DFT-S OFDM的性能仍劣于OFDMA。

4、结束语
本文阐述了OFDMA和DFT-S OFDM的基本原理，比较了两者的基本性能。仿真结果表明，在未编码的条件下，当BER为10-3 、12个子载波被占用时，OFDMA优于DFT-S OFDM 1 dB；在采用Turbo编码的条件下，当BER为10-3时，OFDMA与DFT-S OFDM相比，有将近3 dB的增益；在结合MIMO的系统中，OFDMA对DFT-S OFDM的链路级性能的优势将扩大。由于OFDMA的PAPR可以降低到3GPP要求的6 dB以下，而性能降低小于0.5 dB[6]，因此从链路级性能来看，OFDMA的性能优于DFT-S OFDM。
5、参考文献
[1] 3GPP RP-040461. Proposed study item on evolved UTRA and UTRAN[S]. 2004.
[2] 3GPP TR 25.812. Requirement for evolved UTRA and UTRAN[S]. 2005.
[3] 3GPP TSG RAN1 #40bis R1-050266. Proposal for the uplink multiple access scheme for E-UTRA[S]. 2005.
[4] 3GPP R1-050789. Text Proposal on “TDD UL/DL based on OFDMA” for TR 25.814 [S].2005.
[5] 3GPP R1-050621. Some aspects of single-carrier transmission[S]. 2005.
[6] 3GPP R1-05079. PAPR reduction for TDD uplink OFDMA [S]. 2005.
[7] 3GPP TSG RAN WG1 #42 R1-050800. Numerology and frame structure of EUTRA TDD based on OFDMA and text proposal for TR 25.814 [S]. 2005.
[8] 3GPP TR 25.814 V1.0.1. Physical layer aspects for evolved UTRA[S]. 2005.

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