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标题: DTV发射机75 W射频功放模块的设计与实现 [打印本页]

作者: admin 时间: 2015-4-27 10:47
标题: DTV发射机75 W射频功放模块的设计与实现
      1 引言

      近年来，射频电路在数字电视中得到广泛应用，作为数字电视发射机中十分重要的大功率功放模块，如何做到功率、增益与线性度的最优化是当前的重要课题。由于功放管特性曲线的非线性，在大信号情况下工作的功放会产生非线性失真，功放管输出功率越大，非线性失真也越严重。功放管的热稳定性和过压保护，也是设计功率放大器的特殊要求。按照系统指标要求，设计实现了一种可用于数字电视发射机的75 W大功率的功放模块。其系统的工作频段为170～230 MHz，功放管的静态工作点为Vds=28～32 V，Vgs=3.7～4.1 V，带内增益20 dB以上，线性功率最大输出为75 W，回波损耗15 dB。

      2 原理及设计方案

      功放模块在功能上可以分为射频放大电路和直流馈电电路。射频放大电路进行射频信号功率放大，它是功放的主体部分，决定了功放的主要性能指标，如增益、输出功率、功率平坦度、线性度等。直流馈电电路为功放管提供可调的电压偏置，有合理的保护措施来防止功放管的损坏，提供温度补偿并采用负反馈技术以提高线性度。

      2.1 射频放大电路

      图1为射频功放模块放大部分的电路原理框图，采用平衡放大器的结构，射频信号首先进入3 dB耦合器，将射频信号一分为二，并将其中一路引入90°的相移，分别进行功率放大，然后再由输出耦合器引入90°附加相移使两路信号恢复同相，将输出功率合成。另外，3 dB耦合器的另一端接50 Ω的负载。

功放管选择的是Freescale公司的MRF9060，它采用横向扩散金属氧化物半导体(LDMOS)技术的N沟道增强型场效应管。LDMOS管用高集成无源和有源区域来代替传统的大功率射频芯片分立的有源区，比较容易组成内部输入输出匹配网络，金属化栅极可以减少串联电阻、增加功率增益。MRF9060采用共源的工作模式，具有良好的散热特性。栅、漏极之间屏蔽层降低了反馈电容，较长的栅极长度可满足较大范围的动态增益和线性要求，具有良好的抗失配能力(SWR<10)。MRF9060一般工作于AB类状态，其增益与栅源电压Vgs成正比。MRF9060工作参数如下：在945 MHz双频信号输入下，最大输出功率为60 W，功率增益为17 dB，效率为40%，三阶交调IMD为-31 dBc。虽然MRF9060可以在工作频带内达到60 W的功率输出，但为了保证功放的线性度、温度稳定性、使用可靠性，延长器件寿命，其功率一般保持在最大功率的1/3～1/2。

输入输出匹配网络是在源和负载之间插入一个无源网络，使得两者间的阻抗共轭相等，反射最小，从而形成最大功率传输。随着频率增高分立元件的寄生效应会非常明显，而电感相对于电容有更高的电阻性损耗，所以在设计中采用了几段微带传输线间隔配置并联电容的复合型匹配网络。具体设计流程如下：首先在Smith圆图上确定源阻抗和匹配阻抗的位置，通过串联传输线和并联电容来进行两者间的阻抗转换。需要注意的是，稍稍改变电容的位置，就会在很大程度上影响到最终的阻抗值，因此在定位时需要仿真结合实测来精确定位。根据微波电路理论，两段传输线的总长不变，通过改变并联电容在两者之间的位置就可以获得很大的阻抗匹配范围。在设计匹配网络时还要考虑有载品质因数QL，表示为

      式中;f0为中频频率;BW为带宽。由公式(1)可知，带宽指标决定了系统的QL，而QL又由Smith圆图上各节点的最大品质因数Qn来决定，因此必须以适当增加电路元件的数量为代价来调整系统带宽的自由度，以便寻找一种满足带宽指标的阻抗匹配网络电路形式。

      2.2 直流馈电电路

      直流馈电电路主要由稳压电路、四路分压网络、两路减法器、过压保护电路和负反馈电路组成，其原理框图如图2。首先30 V直流电压源进入稳压电路，稳压芯片采用L78M15，输出15 V的直流稳压，分别为减法器和负反馈电路的各芯片提供Vcc。同时15 V电压分成两路，通过分压网络和减法器分别提供两片MRF9060的Vgs，减法器采用两片高速运放LM7171。减法器的正输入端为通过固定分压网络后的直流电平6.7 V，另一路通过可调的分压网络后，输出3.9～4.5 V到减法器的负输入端，这样在MRF9060的栅极可获得3.6～4.1 V的电压，通过调节分压网络中电位器决定不同的Vgs，从而调节整个功放模块的增益。而MRF9060的漏源电压Vds由30 V直流电压源提供。

过压保护电路由两个三极管9013级联构成，见图3。在30 V直流电压输入下，经过稳压二极管DZ1后输出为12 V，再经过DZ3后输出为2 V，经过R30和R34的分压，BG2的基极电压为0.1 V左右，因此BG2未导通，这样BG3的基极电压达到了0.7 V，BG3导通，这样由于三极管的开关特性，Rce很小，Vce为0.2 V左右，这样Vout可近似看成接地，且连接到可调分压网络，作为其参考电位。而当输入电压过大时，BG2管会导通，这样BG3的基极就会被限制在0.2 V左右，使得BG3截止，这样相当于可调分压网络中串入了100 kΩ以上的Rce，使得减法器负输入端增大，输出Vgs变小，使MRF9060截止，保护了功放管。

反馈电路可以提高系统的线性度。功放模块一方面要考虑效率，另一方面由于多电平调制技术的需要，需克服非线性。可以用信号与三阶交调的信噪比来表示系统的线性化程度，如下式

      式中：G1(V/(V·W))，A1(rad/W)分别是AM-AM，AM-PM转换系数;G0为系统的线性增益;Pin是输入平均功率。可以看出，随着输入功率的不断提高，功放接近饱和，信噪比极大，因此必须通过反馈来降低AM-AM转换系数，使得增益保持在一个稳定的值上。在闭环状态下，射频信号输入通过二极管进行功率检波，得到的功率包络通过一级运放进行电平系数调整，最后输入到两路减法器的反向输入端，从而调节Vgs来控制功放的增益。反馈电路采用LM7301构成差分放大电路，可以保证较大范围的射频功率反馈输入，增加系统输出功率的动态范围。另外，LM7301和LM7171具有相同的温度特性，反馈电路在开环状态下还能补偿温漂给两路减法器带来的噪声，有良好的温度稳定性。

　　3 仿真与分析

　　由2.2中对直流馈电电路的分析可知，模块在工作时功放管的Vgs是动态变化的，这就给射频放大电路的仿真带来了很大的困难，而仿真的目的是要确定合适的匹配网络和静态工作点从而实现模块的主要指标。因此先给功放管一个固定的静态工作点，在此前提下进行仿真，通过定性分析搞清各元件对系统的影响程度，以达到基本满足系统指标的结果。之所以不对直流馈电电路进行全面的仿真是因为其确定性比射频放大部分电路高很多，最后实测得出的偏差可通过调节各差分放大器的反馈电阻来调节。然后在此基础上制板调试，可见，加入直流馈电电路后的动态偏置将进一步提高模块的各项指标。

　　3.1 仿真环境

　　采用ADS2005A射频仿真软件，安装Freescale射频大功率模块库，选择MRF9060作为功放管。介质基板介电常数为2.65，材料是聚四氟乙烯，介质厚度0.8 mm，传输线厚度忽略不计。功放管的静态工作点设置为Vgs=4.1 V，Vds=30 V。直流电源与功放管的栅极、源极间都有射频线圈，用来隔离射频信号与直流偏置，直流电源与地接大退耦电容，匹配网络传输线之间有串联电容作为级间隔直电容。

      3.2 S21与S11曲线

      系统指标要求170～230 MHz内增益大于20 dB，并且功率平坦度为0.5 dB。射频线圈的值一般取在纳亨(nH)量级，数值较大时，增益越小，陡峭程度越好，反之，增益增大，陡峭程度变差。在射频信号通过耦合器输出后一开始就并联一个纳法(nF)级的可调电容进行滤波。如2.1节所述，有载品质因数QL和带宽紧密相关，决定了S21的主要波形，适当多加几级传输线和并联电容的组合才能满足功率增益的波形。大体调出S21曲线后，再开始协调S21和S11曲线，主要是通过调节集总电容的值及其位置。在基本确定了传输线级数和长度后，再进行布线来合理布局以便占用较小的空间。如图4为仿真结果，S21，S11在工作频带内的值由m1至m5分别标出，可见，S21在带内的波动小于0.65 dB，带内平坦度和带外抑制度有一个权衡。S11在通带中央达到了最小值，即-30 dB左右，但却以通带边缘的反射较大作为代价，即在170 MHz为-8.786 dB，在230 MHz为-10.78 dB，还有待进一步改善。

      3.3 三阶IMD与1 dB功率压缩点的仿真

      在大功率工作情况下，线性度对保证信号的质量尤为重要。功放的线性度主要由三阶IMD和1 dB功率压缩点这两个指标来表征，设计如下的仿真模型检验模块的可靠性。

      仿真模型的射频输入端为双音输入信号，频率间隔为1 MHz且功率相同，图5为功率仿真曲线示意图，m1，m2与m3，m4分别表示有用输出信号和三阶交调信号的功率值，并且得到三阶IMD。在工作频带的不同频率下，对射频输出信号的功率值进行扫描，图6即为功放模块的三阶IMD在大功率输出情况下在工作频带内的三阶交调信噪比特性仿真曲线，曲线m1，m2，m3分别表示在170 MHz，200 MHz，230 MHz时的情况。可以看到，三阶IMD在170～230 MHz的工作频带内基本保持稳定，有较高的频率稳定性;三阶IMD在输出功率为45 dBm时好于-20 dBc，在40 dBm情况下好于-42 dBc;三阶交调截点IIP3由曲线拟合得出为44.315 dBm，结果较为满意。

图7为功放模块的增益在不同频率下对输出功率的扫描曲线，m1，m2，m3分别为170 MHz，200 MHz，230 MHz频率下的增益;可见，1 dB功率压缩点在170 MHz下略差，为47.6 dBm，而在工作频带内一般都大于48.75 dBm(75 W)，从而满足了最大75 W线性功率输出的要求。

     4 测试结果

      带宽指标和线性度要求选择合适的器件及电路形式;可靠性上需要设计保护电路并在故障条件下提供有效的保护。上述设计及仿真验证基本符合以上原则。按照仿真的参数制作印刷电路板，即介质厚度0.8mm，介电常数2.65，铜片厚度0.035 mm。

      模块的调试与测试过程如下，直流电源典型输入为30 V，然而在25～32 V间的输入电压都能有效工作。当供电大于32 V后，过压保护电路开始工作，提高了减法器的负输入端电平，使得Vgs降低，有效地保护了功放管。调整电位器，可以测得Vgs的动态范围为3.6～4.1V，与设计的预期要求一致。用网络分析仪调试S21和S11曲线，要注意待测器件DUT后需要接30dB或40 dB的衰减避免仪器的损坏。类似于仿真过程，通过调整匹配网络中各集总参数的值和位置，获得理想的S21和S11曲线。当Vgs=3.9 V时，静态电流为1.7 A，带内增益为20 dB，平坦度小于1 dB，3 dB带宽为150～240 MHz。在频率低端的抑制度不如高端陡峭，这可以通过调节输入端带通滤波器的可变电容来加以调节改善。增益的调节范围为18～22 dB。S11曲线调试的结果比仿真更为理想，带内增益达到了-20 dB以下。

      以下对功放模块驱动数字电视信号时的性能加以测试：信源MPEG-2视频流输入到调制器，产生与DVB-T兼容的COFDM信号，中频36 MHz变换到功放的工作频带200 MHz，频谱宽度配置为8 MHz。功放模块驱动该功率信号后，当输出功率信号有效值为10 W时，信号获得20 dB的功率增益，带内的DVB-T信号信噪比为28 dB，测试表明驱动性能良好，功放模块性能符合设计要求，如表1所示。

5 结论

给出了可用于数字电视发射机中75 W射频功放模块的设计，对模块的各个功能电路进行了详细分析，充分考虑到增益、线性度和温度稳定性等主要技术指标要求，并且通过仿真和实验测试验证了模块的所有功能，从而证明了设计方案用于数字电视发射机的可行性。

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