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标题: 用有源高压瞬态保护器替代传统的汽车电子无源保护器件 [打印本页]

作者: admin 时间: 2015-4-27 21:04
标题: 用有源高压瞬态保护器替代传统的汽车电子无源保护器件
引言
　　汽车内部、外部各种各样的电子及电磁干扰常常使汽车电子设备处于危险的工作状况，降低电子设备的性能，并可能引发故障甚至损坏。最严重的干扰—大幅值的正向、反向过压和瞬变—多数由汽车电子系统内部产生，或者是不恰当的(错误的)操作所致。

　　汽车内部产生的瞬态电压
　　在汽车电子网络中，电子控制单元(ECU)通过线束互联，大多数ECU直接或通过启动开关由汽车电池供电。即使在常规操作中也会存在电气干扰和高频影响，通过配线系统传导，最终耦合或以辐射方式干扰到车载电子设备。干扰源包括启动系统、交流电机、负载切换、开关抖动以及“抛负载” (即直流电机运行过程中切断电源，由此产生的电压)。
　　这些浪涌中最具破坏性的是“抛负载” (图1)，这种情况发生在引擎正在运转的过程中，在交流电机正在给电池充电时断开电池连接。产生的瞬态电压幅度取决于断开连接时交流电机的转速和场激励的大小。这一浪涌过程可能持续几百毫秒，产生100V以上的电压，对半导体电路具有潜在的致命影响。

图1. 典型的抛负载浪涌波形：a)没有抑制；b)提供抑制。
　　
启动、冷启动、电池反接
　　另外一个风险是启动过程中存在的“双电池”电压，此时电缆跳接到另一组24V网络系统的汽车电池，最终用24V电池开启12V系统。下面再来考虑另一情况，当启动引擎时，特别是在寒冷天气，电池没有充满的情况下，机油变得非常粘稠，引擎需要提供更大的扭矩，因此，需要电池提供更大的电流，较大的电流负载会导致电源电压跌落，从标称12V跌落到5V以下。这种跌落会持续数十毫秒，引起电子系统短时间挂起(图2)。一旦引擎启动，电压将返回至标称值。

图2. 汽车冷启动时的典型电压波形
　　另外一个值得注意的因素是，当电池连接错误时，汽车电子必须能够承受电池反接的电压(例如-14V)。

　　电源故障情况下的保护
　　上述异常条件促使设计人员选择适当的保护措施，以避免电源故障造成的影响。分析显示抛负载脉冲是能量最强的一类干扰。为避免电子电路受此类脉冲的破坏，目前有两种保护措施：
* 在所有汽车交流电机内部采用中心电压钳位(中心抛负载抑制，图1b)。
* 为每个ECU提供保护电路。
　　系统仍然需要第二级抑制电路，在电路板上滤除低能量脉冲，例如，正、负瞬态电压以及电池瞬间反接导致的尖峰脉冲。这些脉冲通常通过小尺寸的大容值电容、反向保护二级管或者是与瞬态抑制二极管(TVS)或可变电阻串联的电感进行滤除。
　　中心抛负载抑制通常通过交流发电机的内部钳位电路(二极管)实现，用于吸收抛负载能量，承受启动时的电池电压。尽管采取了钳位措施，如果将钳位电压设置在最大启动电压以上，将无法达到钳位的目的，汽车电压仍会高达36V。
　　那些不具备中心抛负载抑制功能的汽车电子系统必须采用本地保护措施，以抑制抛负载干扰信号。通常在远离连接器端，在ECU内部增加保护电路，整个汽车内部需要众多的这类保护措施，过多的元件会导致漏电流和整体成本的增加。板上抛负载保护电路通常采用TVS二极管(类似于齐纳二极管)、可变电阻、以及抑制滤波器等，这些元件应连接到电源端。
　　下文给出了各种传统的板上保护电路。

　　标准过压抑制器件
　　在板级水平有几类器件可用于过压钳位。

　　TVS二极管
　　雪崩二极管(与齐纳二极管类似，图3)是能够抑制所有超出其击穿电压的钳位器件。它们能够吸收较高的能量，保护电子电路免遭尖峰电压和抛负载的破坏。这些二极管具有快速开启、缓慢关断特性。与其它过压保护器件(如：可变电阻)相比，雪崩二极管对过压事件的响应速度更快。其性能指标不会随着使用寿命的延长以及瞬态电压作用次数的增多而降低。在其击穿电压附近，雪崩抑制二极管具有较大的漏电流。这类二极管通常表示为Transil?、TransZorb?或简称为TVS二极管。

图3. 瞬态电压抑制器特性(VBR = 击穿电压， VC = 峰值脉冲电流IP对应的钳位电压)。

　　可变电阻器
　　可变电阻是与电压相关的电阻(VDR)。相应的，该非线性电阻在高于某个特定电压后阻值会迅速降低(图4)。在钳位正向和负向电压时，其功能类似于背靠背的齐纳二极管。能够以很小的封装尺寸和较低的成本承受相对较高的电流和能量，但当电压接近钳位电压时，漏电流较大。钳位电压也会随电流的增加而明显提高。可变电阻器在重复受到浪涌冲击时性能会受到一定影响，通常也具有更高的“钳位电压”，与TVS二极管相比，这些因素会明显降低其响应速度。

图4. 典型的可变电阻器特性(VC = 峰值脉冲电流IP对应的钳位电压)

分立式保护电路
　　一种简单且性价比较高的保护电路是将负载与钳位电路(如TVS二级管)并联，在电容之前加一个保险丝(图5)。该电路可使ECU在出现高于 TVS二极管(D1)击穿电压的瞬态过压以及抛负载条件下为系统提供保护。当出现负的瞬态电压或稳定的反向电压时，TVS正向导通，从而将负向电压钳位在其导通电压(例如-1V)，为后续电路提供保护。对于能量较低的负瞬态电压，例如：继电器或螺线管开关引入的过压，可以通过电容(ClowE) 滤除。如果持续保持正向或反向过压状况，保险丝将熔断。

图5. 利用滤波电容、瞬态抑制二极管和保险丝构成的简单过压保护电路
　　为了避免在难以接近的ECU部位更换保险丝，或保证ECU的连续运转，必须采取其它技术，如额外的串联保护。图6电路可使ECU免遭电池反接以及瞬态负压(D2)、高于TVS二极管(D1)击穿电压的正向过压脉冲(抛负载和低能量瞬态电压)的冲击。所选二极管D2的反向峰值电压必须大于可能出现的负脉冲最大值。

图6. 用二极管取代图5中的保险丝，该电路不但提供过压保护并且提供负向瞬态电压保护和电池反接保护。
　　考虑到其小尺寸、低成本和较高的功率耗散能力，可变电阻常用于对电路板面积要求苛刻，并且后续电路对正向、反向过压有一定容限的系统。图7所示电路能够对后续电路提供有效的过压脉冲保护(正向和负向瞬态电压，电压高于可变电阻器的击穿电压)。电容有助于滤除低能量的正、负瞬态电压。

图7. 当电路板面积受限同时又需要为后续电路提供过压保护时，可以利用可变电阻器(示例中的VDR)取代TVS二极管，只要过压脉冲(正或负瞬态脉冲)高于可变电阻器的击穿电压，发生正向或负向过压时，后续电路必须有一定的容量。

　　分立保护电路的优缺点
　　上述所有电路各有其优缺点，图5所示电路是一个简单的瞬态保护电路，只包含一个TVS管、一个滤波电容和一个保险丝，但缺点是必须选择击穿电压大于可能出现的最大稳态电压的TVS二极管，启动时该电压通常是电池电压的2倍(经常> 26V，持续时间超过1分钟)。否则，如果没有正确选用TVS，使得TVS管在较低电压下导通，随后会因为连续的功率耗散而烧坏。
　　由于VI特性已经限定了击穿电压以上的电流变化斜率，TVS二极管还存在一定的内阻，该电阻会使钳位电压因较高电流而升高。如，28V的TVS管(例如 SMBJ28)在发生抛负载时会使后续电路的电压达到45V，这种情况下，所用后续电路必须能够承受45V的电压(图3)。显然，这将使后续ECU电路元件的选择复杂化，而这些电路通常只能工作在汽车标称工作电压的上限(大约17V)。高压半导体器件或其它元件价格昂贵，会增加ECU的成本并占用宝贵的电路板空间。
　　为了尽可能降低最大过压值，需要选择击穿电压接近于稳态最高电压(例如，启动电压)的TVS管。由此可能引发在接近击穿电压时(甚至在12V汽车标称电压下)产生较大的漏电流。汽车引擎停止工作时，这一漏电流使得ECU设计人员很难达到OEM (设备生产商)对低静态电流的要求。
　　正常工作条件下，图6中的二极管(D2)所示约有> 0.7V 的压降，这会产生两方面的问题：
1. 压降会产生一定的功耗。
2. ECU很难工作在低压状态。
　　对于大电流应用，如汽车防抱死系统，所消耗的电流可以轻易超过10A。例如，对于系统中1V压降的二极管将造成10W的功耗，在有限尺寸的电路板上，耗散如此大的功率几乎是不可能的。采用单个或双肖特基二极管在某些应用中可以减缓这个问题。假定压降为0.5V，在 10A负载电流时，双肖特基二极管的功耗为5W。这依然是一个难以接受的功耗，设计人员不得不使用大尺寸的散热器。
　　如上所述，二极管压降本身会产生一定的负面影响。例如，在一个 14.4V的音频系统中，最大输出功率取决于所能获得的最大扬声器驱动电压。而为了避免电池反接，系统中会在电源上增加一个二极管，由此可能产生1V的压降，使输出功率损失约8.4dBW (对于2Ω的桥接扬声器)。
　　汽车在寒冷环境下启动时，ECU必须能够工作在低压状态(图2)，任何不必要的电压跌落都会影响系统工作。冷启动时，汽车制造商规定的输入电压为5.5V 甚至更低。用来防止电池反接的二极管压降会占用很大的裕量。例如，汽车电池电压在ECU输入连接器处降到5.5V，减去电池反接保护二极管的0.7V压降，真正供给电路的电压只有4.8V。
　　假如5V微控制器通过一个压差为500mV的线性稳压器供电，这时微控制器能够获得的供电电压仅为4.3V，无法支持其正常工作，有可能使其进入复位状态，丢失存储器数据或导致整个ECU死机。GPS导航系统是一个比较典型的例子：汽车启动之前输入目的地址，系统必须保证在以后的冷启动过程中不会丢失数据。

      对于图7所示包含可变电阻的应用，通常对电路板面积要求非常严格。与TVS管一样，根据具体应用的最高稳态直流电压确定可变电阻的钳位电压。然而，当电压高于击穿电压时，可变电阻的VI特性曲线相对于TVS二极管要缓慢得多(图4)。因此，可变电阻相对TVS管会使后续电路承受更高的电压，从而提高了后续电路的器件成本、封装尺寸以及电路板空间。

　　通过将钳位电压设置在相对较低的电平，保持尽可能低的过压保护点，又会增大正常工作时的静态电流。标称电压下的静态电流通常高于TVS管，实际效果与具体元件选择有关。

　　有源瞬态保护方案
　　考虑到以上分立保护电路的诸多缺点，有源保护电路提供了一个更好的选择。对于要求低静态电流、低工作电压并具有电池反接保护和过压保护的方案，可以选择MAX16013/MAX16014?过压保护/检测电路。
　　此类器件的工作原理十分简单(图8)。IC直接监测输入电压，并通过控制两个外部pFET功率开关在故障条件下断开负载的连接。外部MOSFET在 5.5V和所设置的上限电源电压之间导通，上限电压可通过连接在SET引脚的分压电阻调节，范围通常在20V至28V之间。

图8. MAX16013和MAX16014可提供有源瞬态保护功能，直接监测电源电压，当检测到故障时，通过控制两个外部p沟道FET开关，断开负载与故障电源。
　　发生故障时，FET P2有两种不同模式。第一种模式下，P2仅仅相当于一个简单的开关，在过压条件下断开开关，从而避免高压对下游器件的破坏。第二种模式下，P2相当于可调节的瞬态抑制器，将输出电压钳制在所允许的最大过压点。
　　当输出电压上升到可调节的过压门限以上时，内部比较器将GATE2上拉至VCC。监测电压降低到过压门限以下时，p沟道MOSFET (P2)重新导通。这种处理方式能够使电压稳定在输出稳压值的5%以内。出现瞬态过压时能够保证输出稳定，MOSFET (P2)在过压条件下保持导通，工作在开关-线性稳压模式，从而在提供过压保护的同时维持系统继续工作。
　　将SET引脚的分压电阻连接到输入或输出，可以选择相应的工作模式。例如，把分压电阻接VCC (而不是负载)，MAX16013被配置成过压关断器件。MAX16014将保持MOSFET (P2)闭锁，直到输入电源重新上电或重新触发EN使能。如果MAX16013长时间工作在限压模式，外部MOSFET的压降会增大功耗。
　　图8中的电池反接保护FET (P1，可选)取代了图6中的串联二极管。图8中，正偏时P1导通，可以保持极低的正向压降，出现负压时关断。关闭P2可断开输入与输出的连接(图8和图9)，EN 引脚提供相应的关断控制(需要注意的是EN引脚的控制信号由主系统的其它监控电路产生)。因此，当电路处于电池反接保护状态时(P1)，下游电路的静态电流可降至最小(典型值< 20?A)。

　　有源高压瞬态保护器相对于传统保护方案的优势
　　有源过压保护器具备以下几个优势。
　　如上所述，分立瞬态抑制器(TVS管或可变电阻)的击穿电压需要高于汽车的最高稳态工作电压(通常26V左右)。发生抛负载时，由于TVS管的内阻以及电流随电压剧增的VI特性曲线，下游电路会在瞬间承受极高电压(大约45V)，从而提高了对下游器件额定电压的要求。与传统方案不同，有源瞬态保护器可将输出电压钳位到分压电阻设置的电平(例如26V)，也不存在电流随电压剧增问题。这些特性允许用户使用低成本(低电压)的下游元器件。
　　该方案不同于普通的浪涌抑制器，传统方案在发生过热之前较短的时间内只能处理几个焦耳的能量，而基于MAX16013/MAX16014的方案能够在发生直流过压时保护器件。有些应用要求工作在标称电压的上限，一旦超过上限电压则断开与电源的连接(以音频系统为例，其工作电压上限通常为17V)。这种情况下使用有源保护器件，合理设置电压限制器/开关的门限可以进一步降低下游元器件的成本。
　　用FET取代电池反接二极管，可以将正向导通电压降低到毫伏级水平。特别是在大电流应用中，这一举措可以有效降低功耗，进而降低散热的设计难度和成本。原来二极管消耗的功率(电压)可以供给负载(如，扬声器)，而非消耗在二极管上，从而提高输出功率(系统性能)。有些应用要求工作在较低的电池电压(如，汽车冷启动时)，同时还要求提供电池反接保护。采用有源保护器件可以使压差降至最小，确保电路工作在较低的输入电压下。
　　可变电阻器往往表现出相对较高的静态电流和漏电流，受脉冲电压冲击时会显著影响其使用寿命和精度。用有源保护器件取代可变电阻可以解决这一问题。由于某些应用中可变电阻直接连接到电池上，漏电流较大。这时，可以利用有源保护器件作为主开关，在休眠模式下断开(通过P2 FET)所有后续负载(图9)。

图9. MAX16013/MAX16014用作主开关控制，在ECU关闭时有助于降低静态电流损耗。

　　总结
　　有源过压保护器在许多应用中占据一定的优势，这些器件能够大大降低系统功耗、提高输出功率(改善系统性能)、降低系统的工作电压(冷启动)，并具有较低的静态电流，降低了对后续被保护电路的额定电压要求。

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