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标题: 直流电机优化控制系统设计(三) [打印本页]

作者: admin 时间: 2015-4-27 23:39
标题: 直流电机优化控制系统设计(三)
3.4 光电耦合隔离与驱动电路

    由于PWM波形频率为15.6KHz，普通光耦如TLP521、4N25等由于输出电容大，使得传输波形不够陡峭，上升延迟十分明显，所以不能采用这类光耦，而需采用高速光耦，这里我们选用6N137。6N137是一款单通道的高速光耦合器，采用砷化铝镓（AlGaAs）作为发光材料，典型延迟时间为45ns。其内部检测器由一个光敏二极管、高增益线性运放及一个肖特基二极管钳位的集电极开路三极管组成。具有温度、电流和电压补偿功能，高的输入输出隔离，LSTTL/TTL或者5V COMS兼容。其特性如下：

    （1）转换速率高达10MBit/s;
    （2）压摆率高达10kV/μs
    （3）逻辑电平输入，集电极开路输出。

其内部结构及引脚如图3-5所示：

图3-5 6N137内部结构及引脚图

2、3脚为输入端，8脚VCC为输出端供电电压，最大值为7V。7脚为使能端，内部已上接，在悬空时为正常输出。6脚为集电极开路输出引脚。5脚接地。由6N137构成的隔离驱动电路如图3-6所示(其中一路)。

图3-6 光电耦合及驱动电路

    相关参数计算如下：

    1）限流电阻计算。
    根据6N137资料手册，其内部发光二极管导通电流为5mA，最大不超过15mA，选7.5mA，导通压降为1.4V(典型值)。假设输入信号高电平为5V，则限流电阻

，实际取510Ω。

    2) 输出上拉电阻选择。
    由于MOSFET驱动电压为10-20V，这里我们取15V，因此V1对该路驱动地G1的电压即为15V。由于6N137工作电压为5V，最大不能超过7V，因此需进行稳压处理。6N137工作电流为50mA，因此选用了TO-92封装的5V稳压芯片LM78L05，该芯片输出电流为100mA，完全能够满足要求，且体积小。由于光耦输出与输入反相，为使其驱动信号与输入信号同相，加入Q2组成的反相器Q2同时也起着增加驱动能力的作用。Q2的基极偏置电阻R2的选择即要满足光耦输出三极管快速开关的要求，也要避免对Q2驱动不足。过大时会使上升沿变慢，过小时Q2不能完全饱和导通，都将对驱动产生不利。综合考虑，选择10kΩ。

    二极管D2和电容C10并联后，串入Q2的发射极，用于加快Q2的关断过程，使上升沿陡峭，以减小MOSEFT的开关损耗。MOSFET的栅极驱动采用互补的三极管S8050和S8550构成图腾柱式输出，输出内阻小，开关速度快，并且能提供较大的充电电流。该三极管最大电流为1.5A，TO92封装，可满足要求。
3.5 驱动电源设计


3.4.1 驱动电源要求及电路形式

    根据H桥的工作特点，采用隔离驱动时，最少需要3路相互隔离的驱动供电电源。且还要在输入电压在18-30V波动时，驱动电源电压都应稳定在15V不变。这一功能由开关电源来实现。开关电源最突出的特点是体积小，效率高，不足之处是输出纹波较大、干扰和噪声都比较严重。对于本系统，驱动电源的主要要求是能稳压和隔离，纹波可以通过加大滤波电容和滤波电感来得到改善。

    开关电源形式有多种，考虑到电路结构的复杂性和制作的难易程度，我们选择由SG3525构成的推挽式隔离DC-DC。

    SG3525是用于驱动N沟道功率MOSFET的电流型PWM控制器。结构上有电压环和电流环双环，因此，无论开关电源的电压调整率、负载调整率和瞬态响应特性都较提高，是比较理想的PWM控制器。

    SG3525内部结构原理图如图3-7所示。

图 3-7 SG3525内部结构原理图

    DIP封装的SG3525各引脚功能描述如下：

    1.Inv.input(引脚1)：误差放大器反向输入端。
    2.Noninv.input(引脚2)：误差放大器同向输入端。
    3.Sync(引脚3)：振荡器外接同步信号输入端。
    4.OSC.Output(引脚4)：振荡器输出端。
    5.CT(引脚5)：振荡器定时电容接入端。
    6.RT（引脚6）：振荡器定时电阻接入端。
    7.Discharge(引脚7)：振荡器放电端。该端与引脚5之间外接一只放电电阻，构成放电回路。
    8.Soft-Start(引脚8)：软启动电容接入端。
    9.Compensation(引脚9)：PWM比较器补偿信号输入端。
    10.Shutdown(引脚10)：外部关断信号输入端。接高电平时输出被禁止。
    11.Output A（引脚11）：输出端A。
    12.Ground(引脚12)：信号地。
    13.Vc(引脚13)：输出级供电电压接入端。
    14.Output B（引脚14）：输出端B。和引脚11互补输出端。
    15.Vcc（引脚15）：电源接入端，工作范围为8-40V。
    16.Vref(引脚16)：基准电源输出端。该端可输出一温度稳定性极好的5.1V（精度1.0%）基准源。

    SG3525 内置了5.1V精密基准源，微调至 1.0%，在误差放大器共模输入电压范围内，无须外接分压电组。在CT引脚和Discharge引脚之间加入一个电阻就可以实现对死区时间的调节功能。SG3525的软启动接入端（引脚8）上接一个电容即可实现软件启动。基准电压接在误差放大器的同相输入端上，将输出电压的采样电压加在误差放大器的反相输入端上。当输出电压因输入电压的升高或负载的变化而升高时，误差放大器的输出将减小，PWM脉宽变窄，输出晶体管的导通时间也变短，从而使输出电压回落到额定值，实现稳态。反之亦然。

    当Shutdown（引脚10）上的信号为高电平时，禁止SG3525的输出，同时，软启动电容将开始放电。如果该高电平持续，软启动电容将充分放电，直到关断信号结束，才重新进入软启动过程。为防止外部干扰信号耦合而影响SG3525的正常工作，Shutdown引脚应通过接地电阻可靠接地。

    由SG3525构成的推挽式隔离DC-DC如图 3-8所示

图3-8 SG3525构成的推挽式隔离DC-DC

    U1LM78012及其外围的电路构成SG3525的供电电路，将18-30V的直流转为稳定的12V给SG3525供电。SG3525内部5.1V（从16脚输出）参考源经R4和R5分压后接到误差放大器的同相输入端，作为其参考源。R6、R7、C13构成振荡电路，其频率由下式计算得到。
    ，取C13=2.2nF，R6=4.7k，R7=10，则fosc=144kHz，输出频率为振荡频率的一半，为72kHz。R9与C16构成补偿电路。C17为软启动电容。R11为将关断脚，直接接地使3525工作可靠稳定。由于驱动电源提供的功率并不是很大，这里为了简便，我们选用和H桥同型号的MOSFET：IRF540。其主要参数：VDS=100V，ID=28A，RDS(on)=77mΩ。
3.4.2 推挽变压器设计

    在确定了隔离DC-DC的电路形式和工作频率后，还需确定输出功率才能计算推挽变压器参数。驱动电源提供的功率取决于H桥MOSFET的参数，而H桥的MOSFET又与电源电压和电机的额定功率额定电流有关。电机供电电压为18-30V，电机额定电流4.9A，而电机启动电流约为额定电流的5倍左右，约为25A。经查阅场效应管手册，选择IRF540，其主要参数已在上节介绍过。由于对场效应管的控制实质是对输入电容的充放电控制，驱动线路的负载为容性。由于电容上电荷的保持作用，理论上讲驱动电路无需提供持续电流，但为使场效应管快速开通，需要提供足够的充电电流。场效应管的充电电流IC由下式确定

    式中  CGS-栅极到源极的电容(pF);
          Ciss-输入电容(pF);
          Crss-反馈电容(pF);
          VGS-栅极到源极电压(V)；
    tr’-输入脉冲上升时间(ns)。
    对IRF540，Ciss=2600pF,Crss=100pF,则CGS=2500pF。
    tr’由下式确定：

(3-4)

    式中 Rg-脉冲驱动回路的电阻(Ω);
             Ciss-输入电容(pF)。

    Rg=20Ω,Ciss=2600pF，则tr’=114ns。代入式3-2中，得到IC=200mA。因此驱动电源提供的瞬时功率至少为P=15V×200mA=7.5W（实际输出功率可以远远小于此值）。由于有3路隔离输出，因此设计输出最大功率为24W，频率取上节计算的72kHz。知道输出功率和频率后，便可对变压器参数进行计算。

    1) 计算初级匝数
    由电磁感应定律可得：

(3-5)

    Up是加于变压器原边绕组的电源电压的有效值，为24V, f=72kHz

    3) 变压器绕法
    为减小漏感和高频趋肤效应，采用“三明治”绕法，初级和次级组都由多股并绕。具体绕法如下：初级分两层，第一层的13T绕在最里面，再缠次级绕组的三个绕组，最后再缠初级的13T。每一层都均匀分布的绕，层与层之间用绝缘胶隔开。这样得到的漏感最小，实际的测试效果也表明了这一点。输出滤波电感和电容的选择计算从略，原理图见图3-9。输出电压经R13和R14分压滤波后，反馈到SG3525的1脚，实现闭环稳压输出。

图3-9 输出整流滤波及反馈电路

    深入阅读：
直流电机优化控制系统设计(一)
    直流电机优化控制系统设计(二)
    直流电机优化控制系统设计(四)

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