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[待整理] 直流偏移校正功能与 ADS58H40 PCB 布局优化

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发表于 2015-4-28 17:46:50 | 只看该作者 |只看大图 回帖奖励 |倒序浏览 |阅读模式
摘要
        本文分析了高速 ADC 直流偏移校正功能的作用与影响,并针对此以 ADS58H40 为例,优化了其PCB 布局。
       
       
        1、引言
       
        ADS58H40 是一款由德州仪器(TI)推出的四通道、11/14 比特、采样 250MSPS、接收 90MHz带宽的高性能高速模数转换器。它同时具有用于反馈的 125MHz 带宽的 Burst Mode 与用于接收的 90MHz 带宽的SNRBoost Mode,适用于基站收发信机的反馈与接收通道。
       
        目前用于基站收发信机的高速模数转换器(ADC)大多都具有直流偏移校正功能(DC offset correctionfunction)。它用于校正 ADC 接收到的直流,以免其降低接收机的性能。但是此功能同时也会引起 ADC 的码域翻转(code toggle),如果 PCB 布局不当,会造成 ADC 采集小信号功率不准确。本文以 ADS58H40为例,分析了码域翻转干扰所带来的问题,并提供了PCB 优化解决方案。
       
        2、高速 ADC 直流偏移校正功能的作用与影响
          
        直流偏移(DC offset)是由外界的直流信号分量与原信号的直流叠加形成。在基站收发信机中,它主要是由本振泄露与混频器或 IQ 解调器的非线性产生。直流偏移会对有用信号形成干扰,通常需要使用 ADC 的直流偏移校正功能来抑制它。
       
        从码域上来看对于一个理想的 11 bit ADC,其中间码应该是 2^(11-1)=1024。用二进制补码来表示就是0x000。由于二进制补码的最高位表示符号位,所以对应的 11 bit 数据范围是从0x000 到 0x7FF。0x7FF表示-1,对应为 1023。在无有用信号输入时,理想状态下,11 bit ADC采集出来的信号在码域就应该为0x000。但是事实上外界还有热噪声(thermal noise)与直流偏移会被 ADC 采集到。直流偏移在码域上会使 ADC 空采所获得的码相对 0x000 向上偏移一些,而热噪声信号的自然波动也会叠加到直流偏移所表示的码上面。ADC 的 DC offset correction function 会修正直流偏移引起的码域误差,将其重新校正到0x000。
       
        ADC 的 DC offset correction function 的工作流程如下:
       
         
       

         
       
        下面用两张图示来对比说明 ADC 未使能与使能 DC offset correction function 在码域上的区别。
       
        在未使用 ADC 的 DC offset correction function 时,11 bit ADC 空采所得到的热噪声与直流偏移在码域图示如下:
       
         
       

         
       
        在使用 ADC 的 DC offset correction function 时,11 bit ADC 空采所得到的热噪声与直流偏移在码域图示如下:
       
         
       

         
       
        通过对比发现使能 ADC 的 DC offset correction function 后,直流偏移引起的码域误差被修正,热噪声在码域上也从基本在 0x000 码以上围绕着直流偏移波动,变成了围绕着 0x000码波动。因此在使能 DCoffset correction function 时,热噪声的自然波动会引起码域从0x000 到 0x7FF 的随机翻转。体现在ADC 的 11 bit 数据线上就是 ADC 空采时,所有数据线的电平都同时在逻辑 0 与逻辑 1 之间切换。此时数据线对外的干扰是最大的。如果在 PCB 布局上不够谨慎,就会使这个干扰信号耦合到 ADC 的模拟输入端。虽然这个耦合的干扰信号幅度并不大,但是它对 ADC 的输入信号,尤其是输入的小信号在频域上会形成波浪型干扰,在 ADC 空采时,则体现为纹波底噪(ripple noise floor)。
        3、码域翻转干扰所带来的问题
          
        以 ADS58H40 为例,图示说明码域翻转干扰信号耦合到 ADC 模拟输入端的后果。
       
         
       

         
       
        在 PCB 布局不理想时,如上图所示输出数据端直接或间接的通过时钟或 ADC 的 VCM 耦合到了 ADC 的模拟输入端。
        受此干扰信号影响,将 ADS58H40 通道空采得到的数据做 FFT 变换得到的频域图如下:
       
         
       

         
       
        从图中可以清晰的看到 ADC 采集到的是波浪型底噪,它略微的恶化了 ADC 的信噪比(SNR),并且会导致小信号的幅度测量不准确,影响接收机灵敏度的测试。
        为了进一步说明码域翻转干扰的影响。用不同幅度的信号输入给 ADS58H40 进行扫频测试,将采集到的数据制图如下:
       
         
       

         
       
        ADS58H40 的采样时钟为 245.76MHz,针对其第二奈奎斯特域的中心 60M 范围,使用 5 个功率等级进行扫频。在功率大于-40dBFs 时,由于 PCB 布局不当所引入的码域翻转干扰对输入信号影响很小(由于 ADC 前端有滤波器的关系,所以输入信号不是完全平整的)。但是随着输入信号功率的减小此干扰对输入信号的影响越来越大,在输入信号幅度低于-60dBFs 时,去除模拟输入端滤波器的影响后其引起的功率误差依然可以达到 3dB 以上。
       
        4、针对码域翻转干扰的 ADS58H40 PCB 布局优化
          
        为了避免码域翻转干扰耦合到 ADC 的模拟输入端,需要针对性的避免一些不当的 PCB 布局。码域翻转干扰可以通过三个途径耦合:(1)数据输出线与模拟输入电路布局很近且平行,直接耦合。(2)数据输出线耦合到 ADC 的时钟信号再间接耦合到模拟输入端。(3)数据输出线耦合到 ADC 的 VCM,再通过 VCM 间接耦合到模拟输入端。
          
         
       

           
         
       
        上图为 ADS58H40EVM 评估板的 PCB 布局,在基站收发信机上不会有这么大的空间来给其布局,一些走线难免会离得很近,所以针对码域翻转干扰的三个耦合途径,建议对 ADS58H40 PCB布局做出以下三个优化:
       
        (1) ADS58H40 的数据输出 LVDS 线与模拟输入电路分开布局,不要平行或交叉。
        (2) ADS58H40 的采样时钟线与随路时钟线布局尽可能的远离模拟输入端,不要与其近距离平行。
        (3) ADS58H40 的 VCM 线最好通过过孔直接从模拟输入电路的差分端中间接入,如上图四个红色圈的中心。在模拟输入端 VCM 接入口必须加上对地的滤波电容。VCM 信号不要做成 VCM 电源平面,而且布局时使其尽量远离数据输出线。
       
        经过 PCB 布局优化的 ADS58H40 使能 DC offset correction function 后不再具有纹波底噪,而且 ADC底噪更佳(Figure 8)。在-60dBFs 的小信号扫频测试中,去除模拟输入端滤波器的影响后其波动在 0.5dB以内。
       
         
        Figure 8 Normal noise floor after PCB layout optimization
       
        5、结论
       
        ADC 的 DC offset correction function 可以有效的抑制直流偏移所带来的误差。不过在PCB 布局不当时,开启此功能所带来的码域翻转干扰会使 ADC 具有纹波底噪并且其采集到的小信号幅度波动会达到 3dB 以上。通过针对性的 PCB 布局优化可以有效的解决这个问题,将-60dBFs的小信号波动控制在 0.5dB 以内。
       
        6、参考资料
       
         ADS58H40 datasheet,2012 年 11 月修订版,Texas Instruments Inc。
         Idle noise degradation,2013 年 4 月,Pradeep Nair, Texas Instruments Inc。
         ADS58H40EVM-LYR C,2012 年 10 月,Texas Instruments Inc。
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