利用TMS320C62x DSP来实现WCDMA RAKE接收机

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    一、CDMA理论
本文介绍的系统是以“欧洲电信标准机构”（ETSI；European Telecommunications Standards Institute）早期版本的“通用移动电信系统”（UMTS:Universal Mobile Telecommunications Systems）标准为基础，虽然它的概念与新标准完全一样，但是部分的数字会有所不同。
1.扩频与扰码（Spreading and Scrambling）
在CDMA通讯系统中使用了正交的扩频码或对称数据模式，这种技术可以在同样的频率范围内，将不同信道的数据广播出去。由于这些数据模式都具有正交性，因此我们能以参考数据模式为基础，计算它与接收到的数据之间的相关性; 如果计算的结果等于0，就表示所接收的数据是与其无关的信号；如果计算的结果不等于0，那么就表示接收的数据是我们所需要的，而且计算结果的符号就代表了传送的位值，它可能是0或是1。在表1当中，列出了每一个正交向量和每一个参考向量相乘的结果，这些数据的扩频因子都等于4；所谓“扩频因子等于4”是指每一个传送位或接收位都是由4个“码片”（chips）来代表。
要提供良好的通讯能力，只靠扩频码是不够的，因为系统可能会产生一长串的1或是1，这会影响到时钟信号的还原及传输功率的水准；此外，如果相邻的通讯区域使用了同样的扩频模式，它们可能发生冲突。为了避免这两个问题，系统会利用一种“虚拟随机扰码”（pseudo-random scrambling code）来扰动数据的内容，它不但能让相邻的通信区域产生不同的扩频模式，也可避免数据出现一长串的0或1。对于两块相邻的通讯区域来说，它们的扰码永远不会相同；不但如此，如果最大延迟路径（延迟扩展）超过了一个数据位的时间，那么只要同时利用扩频与扰码技术，接收机就能对数据位的同步情形做出更准确的判断。
2.多径信号
在移动通信的环境中，不但需要移动台收发器，也需要基地台收发器，因此无论移动台在通信区域内的哪一个位置，系统都能提供一条高品质的通信链路。对于窄带系统来说，由于在传送一个符号的时间内，总会有一小部份功率较强的多径信号出现在接收机端，因此系统会通过软件来实现信道等化功能，以便更正符码之间的干扰现象（ISI:Inter-Symbol Interference）。
由于CDMA系统具有宽带的特性（也就是很高的码片速率），因此这些路径可能会超过一个CDMA位（码片）的宽度；在这种情形下，传统的等化功能将不再适用，我们需要一种新的技术，它必须能接收所有路径的信号，然后组成一个完整的信号。RAKE接收机就拥有这样的功能，它可以收到所有可能路径的信号，然后再将这些路径上的信号组合成一个非常清晰的信号，强度远超过单个路径上的信号；基本上，RAKE接收机会计算参考模式与接收信号之间的相关性，然后找出个别信号的传送路径。
二、基本系统
在最基本的WCDMA DSP接收机中，包含了控制与数据信道、RAKE能量的相关性计算、路径的选择、RAKE解码以及广播回馈。
1.控制与数据信道
在数据与控制信道的传送过程中，CDMA技术主要是通过广播系统中的“同相位信号”（in-phase，以I代表）以及“正交相位信号”（quadrature，以Q代表），它们可以表示成DI + jDQ。此外，系统还会用一个复数扰动码CI + jCQ来扰动这些信号，当这些信号混合之后，就会产生一个CIDI + jCQDQ的结果，所有其它的信号成份都会消失，因为I信号中并没有Q的成份，Q信号中也未包含任何的I成份。在这个标准中，系统会利用控制信道的前6个位来传送一个已知的数据模式，只要将参考信号、扰码、还有已知的数据模式混合在一起，就可得到一个比较长的“相关性参考模型”（reference correlation model）；接着，就可利用这个模型来搜索一个特定的信道。
2.RAKE能量相关性
只有控制信道的引导位是已知的数据，它们是透过Q信道来传送，但却不知道接收信号与发射信号之间的相位关系；因此，必须同时对I信道与Q信道执行相互关联性（cross-correlation）的计算，请参考图1以及方程式（1）与（2）。
IRX=ITX x r x cosθ- QTX x r x sinθ (1)
QRX=QTX x r x cosθ+ ITX x r x sinθ (2)
我们已经知道，系统所传送的I信道必然正交于它所传送的Q信道，我们也对Q信道参考模式进行了相关性的计算，并且发现Q信道的关联值是??，I信道的关联值则是0；于是，前述的方程式就可以写成：
IRX=-r x sinθ　　　　　　 (3)
QRX=r x cosθ　　　　　　　(4)
因为对于任何的，都有cos2θ+ sin2θ= 1；所以只要将上面两个式子平方后加在一起，我们就可以得到r2。
计算这些相关性的主要目的，是为了找出最大路径，而且在比较平方值的时候，也等于同时比较了它们的实数部分，因此不必为了得到实数值r而去计算平方根。
如果这个路径是一个有效的路径，若将I信道和Q信道组合在一起，以便执行后续的数据摘取时，就可以利用IRX与QRX来计算I信道和Q信道的权值。由于每个信道会根据它们的重要性来加权，因此刚开始的时候，只须执行初始化，即可通过加权数的收敛来修正前面所留下的小误差。
3.路径选择
利用一次的相关性计算，可能会同时选出有效和无效的路径，因此还必须使用一种好的搜索方法。可能会出现下列两种情形：
追踪（tracking）　要追踪有效的路径，很重要的一点就是充分运用已知的信息；系统应该检测每一条路径，并且与前一次“过度采样期”（oversampling period）以及下一次过度采样期间的相关值做比较。
在ETSI-UMTS规范中，最大移动速率是每小时800公里（每小时500英里），这等于是2.2米/(帧)的移动速率，其中(帧)的长度为10毫秒。由于过度采样速率是32 MHz（8x4 MHz），因此过度采样点之间的距离等于是9.15公尺；换言之，一个移动台最快可以在4个(帧)的时间内，从一个过度采样点移动到另一个过度采样点。系统会对每一个(帧)内第一个“时隙”（slot）的引导数据来进行追踪测试，如果对于连续4个以上的(帧)，系统都发现前一个时隙或下一个时隙比较好，那么系统就会将路径移到或是追踪到这个较好的位置；通过这种方式，系统不但可以追踪信号路径，还可以防止噪声造成追踪的错误。
相对于目前所选择的路径，也许有些新路径可以提供更强的信号；因此，系统会搜索部份潜在的延迟信号，以便找出更好的新路径。根据广播信号的传播理论，这些新路径可能就在最强路径的附近，或是就在它们的后面（请参考图2）。
在A前面的区域会被忽略，这是因为移动台的距离很远，不会在这个区域中有反射信号；D后面的区域也会被忽略，因为这个区域的信号传送路径太长，于是受到了很长的路径距离以及很高反射角度的影响，它也不会产生任何较强的信号。当系统发现了一个新路径之后，就会为这个新路径指定一个初始的加权值，这个加权值会等于传输品质倒数第二名的旧路径，这样在下一次更新加权值以前，新路径就有机会证明自己的表现要胜过这条旧路径。整体来说，相比于搜索所有路径的蛮干方式，这种搜索技术可以提供八倍的搜索效率，却只会错过1% ～2% 较少用的路径。
训练（training）　在这种情形中，可能完全不知道路径的信息，或是因为移动台与基地台之间的障碍出现了某些变动，使得原来的路径产生了完全的改变。无论如何，利用随机存取信道的时间或是前一次的最小延迟路径，还是可以估算出移动台的大致距离；此外，利用原来的最小延迟路径，也可以对移动台的位置做一个粗略的估算。假设移动台的位置并没有移动的太远，那么系统就会对这次延迟之前的区域做一次完整的搜索，并且产生一组完整的新路径。图3就显示了这个搜索路径以及机率函数。
根据ETSI标准机构的系统模型，在一个125毫秒的通信区域半径内，主动延迟时间（active delay period）将是31毫秒。
如果使用引导数据，那么在刚开始的时候，系统会选择比实际需要还多的路径，然后搜索1/2码片时间点上的所有延迟。一旦系统找出了大致对应的路径，就会在这些路径的附近，用过度采样速率（1/8个码片时间）来计算进一步的相关性，以便找出最大的「眼型值」（eye maximum）。为了增加有效路径的能量，系统会计算它们的相关性，并且把剩下的控制与数据位都包含在这个计算中。接下来，系统会将相关性的计算结果平方，以便移除其中所代表的传输数据，然后再选出最后的信号路径。由于没有任何的效能信息可供使用，系统在替这些路径指定初始权值的时候，就会以它们的接收能量做为参考依据。透过这种搜索策略，系统的MIPS值会减少98.25%，并且成为1.75%（25% * 25% * 30%）。
● 相较于完整的过度采样（过度采样值=8），1/2码片时间会减少75%;
● 路径的估计时间会减少75%;
● 在初步搜索的时候，如果使用了6位引导信号，就可减少75%的时间（如果使用3位的引导信号，则能减少95%）;
虽然这里会省下许多的时间，但因为系统必须重复某些不完整的相关性计算，因此会浪费部份的时间，使得系统的总效能比完整搜索法高出约97%～98%。在信道使用率较低的通信区域（
为了减少仿真所须的时间，并可做更长期的仿真，在实现RAKE接收机的时候，就采用了逐个时隙的处理方式，同时将工作分配给担任主机的PC以及TMS320C62x DSP评估模块（EVM）。
在PC这一端，则是由ManyMobileCDMAs.exe程序来控制整个评估模块，至于I/O测试数据的传输过程、RAKE接收机的输出与相关的控制旗标、以及RAKE接收机初始值的设定，都是透过DSP的“主机连接端口界面”（HPI:Host Port Interface）来处理。由于这部RAKE接收机将采用“逐个时隙”的处理方式，因此为了让它能连续的执行工作，还需要额外的DSP内存缓冲区。控制输入数据（举例来说，参考与输出档案的名称）会搜索信道的数目，它是由ManyMobileCDMAs.exe档案所送出，其来源则是一个文字格式的控制档案，包含多个RAKE接收机程序的控制数据和各种参数。
图4显示了ManyMobileCDMAs.exe程序的执行流程以及它与TMS320C62xTM DSP评估模块的沟通程序。

算法的性能: 程序代码的性能是由下列的方式来验证：假设同一个区域中有许多的移动台，而且它们都使用相同的CDMA频带，然后仿真这些移动台所产生的广播信号。这些移动台在通信区域中的位置是利用Monte Carlo模型来决定，它会替每一个移动台配置六条的信号路径，这些路径的延迟时间和相位则是随机设定：
●   0dB±0.4 dB　 　延迟 0...225  过度采样范围;
● 　-1.2 dB±0.4 dB　延迟 0 ... 511  过度采样范围;
● 　-2.5dB ±0.5 dB　延迟 0 ... 767  过度采样范围;
● 　-4.1dB ±0.6 dB　延迟 0 ... 1023 过度采样范围;
● 　-6.0dB ±0.8 dB　延迟 0 ... 1279 过度采样范围;
● 　-8.5dB ±1.0 dB　延迟 0 ... 1535 过度采样范围。
图5描述了这个路径说明


如果利用Monte Carlo模型来产生数据，那么这些数据的延迟时间与路径特性都会类似于ETSI的路径模型；不但如此，路径的分布也可以采用Monte Carlo模型。接下来，我们将会测量其中一个信道的接收与解码能力；在表2当中，列出了8位I/Q数据的接收错误速率。


为了对数据信道提供错误保护的功能，系统采用了一种“加强型”（turbo）的编码算法，但仍无法更正所有的错误，图6显示了这个算法的工作性能。至于加强型解码过程中所使用的错误，则是由RAKE接收机所产生。
针对射频输入端不同的模拟／数字分辨率，我们也测量了其工作性能；在仿真的环境中，可随时调整输入增益，因此只要一个4位或是6位的ADC转换器，系统就可以接收到有效的数据。但是在现实世界中，由于增益的控制并非那么方便，又必须将信号的衰减列入考虑，因此需要一个8位的ADC转换器。

四、TMS320C62x DSP组件的运算负载
表3详细列出不同例程的CPU运算负载，在编译这些程序代码的时候，我们使用了3.0 Beta版编译程序，编译时的选项则为：-mt -mh -o3 -mw -k -mx。当扩频因子较小的时候，程序的外循环就会造成较大的负担，因此MIP值就会增加。在执行完整搜索的时候，系统会寻找一组完整的新路径；如果是快速搜索，系统则会追踪目前的路径，然后找出一条新路径，并且用它来取代旧路径中最不重要的一条。
表4列出了内存的使用，其中接收(帧)的双缓冲区会使用最多的内存。


如图7所示，若我们要用一个200 MHz的TMS320C62x DSP来实时处理3位引导数据，就需要一个很大的环形缓冲区；事实上，对于一个250MHz的组件，必须缓冲5个完整的I/Q射频(帧)（或是409,600个字节），而此应用等于是降低到了4个射频数据(帧)。

五、结论
在TMS320C62xTM DSP平台上，确实可利用软件来实现WCDMA通讯的RAKE接收机；但在实际应用中，系统却必须对多个用户进行探测，因此每位用户可能都需要一个DSP芯片的支持。而DSP与协处理器的结合还是有实现系统性能的潜力，因为我们可以用硬件来实现大部份复杂的RAKE工作（也就是信号相关性的计算），然后用DSP来执行需要拓展或是智能的功能。上一页  [1] [2]
         
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