基于新型器件STIL的浪涌电流限制电路(ICLC)设计

liyf · 发表于 2014-10-5 12:31:05

基于新型器件STIL的浪涌电流限制电路(ICLC)设计

摘要：介绍了离线电源变换器新型浪涌电流限制器STIL的基本结构和工作原理，给出了在PFC升压变换器中的应用电路及电源前端元件和STIL驱动器电路的设计方法。 关键词：浪涌电流限制器；驱动电路；设计
引言
在AC/DC电源变换器启动期间，由于大容量电容器充电，会产生一个比系统正常工作电流高几倍乃至50倍的浪涌电流。如果对浪涌电流不加以限制，在主电源上会产生一个较大的电压降落，影响连接在同一电源网络中设备的工作，并会烧毁输入线路上的保险丝。
为了限制浪涌电流强度，传统的解决方案主要有两种：一种是在较低功率的电源系统桥式整流器之前，串接单独的阻抗元件，如浪涌限制电阻或NTC热敏电阻；另一种是使用SCR、Triac和继电器等通路元件或半可控整流桥（HCRB），当变换器启动时电容器一被充电，通过通路元件去短路串联阻抗元件，以减小功率损耗。不论是采用哪一种方法，都有其缺点，或者是尺寸较大，或者是功率损耗较大，或者是响应速度较慢，或者是抗干扰能力较差。
意法半导体（ST）公司基于ICRB拓扑结构并采用ASDTM专门工艺制造的STIL系列器件，是一种新型的浪涌电流限制器，具有低功耗、抗扰性强和可靠性高等优点。

图1

1 STIL的基本结构、工作原理和主要电气特性
浪涌电流限制器STIL是基于HCRB制作的，内部结构主要包括两个非敏感单向功率开关及其驱动器电路，与桥式整流器并联使用。图1示出了STIL的基本结构及其在电源变换器应用中的连接。
在系统启动期间，STIL中的两个单向开关是断开的。浪涌电流通过二极管桥式整流和浪涌电阻Ri（通常为NTC热敏元件）。随着主电源变换器导通，与电源变压器（或PFC变换器件升压电感器）耦合在一起的辅助电源被启动，为STIL中的两个开关提供足够的能量使其接通。在正常状态下，桥式整流器中只有2只二极管和两个单向开关去整流AC线路电流。
STIL主要包含STIL02和STIL04两种型号，其通态输出电流Iout(AV)分别为2A和4A（当结温Tj=150℃时），两种器件断态正向/反向电压（VDout/VRout）均为700V，动态电压上升率dv/dt>500V/μs，驱动器触发电流最大值Ipt(max)=10mA，触发电压VD(pt)典型值为0.85V，开关门限直接电压Vto=0.7V（典型值），动态直接电阻Rd=70mΩ（典型值），正向压降VF典型值为0.9V，总反向漏电流Ik<300μA。
2 应用电路与设计
2.1 在PFC预变换器中的应用电路
STIL在以L6561作为功率因数控制器的功率因数校正（PFC）预变换器中的应用电路如图2所示。其中，STIL、NTC（热敏电阻）、PFC升压电感器（L1）的附加绕组N2、二极管D1与D2、电容C1和C2及C3、电阻R1与R2等，组成PFC升压变换器的浪涌电流限制电路（ICLC）。

图2

在系统启动期间，STIL中的两个单向开关是断开的，浪涌电流通过二极管桥式整流、NTC（R4）和二极管D3对PFC输出电容C7充电（跟随桥式整流器的小电容C6仅用作高频旁路，不影响浪涌电流）。一旦PFC预变换器导通，与主电感器L1耦合在一起的辅助电源为STIL中的两个功率开关提供需要的能量使其接通，AC线路电流经STIL和桥式整流底部的2只二极管整流，R4中不再有电流通过，故减小了其功率损耗，有利于提高系统效率。一旦AC线路输入中断，PFC变换器和STIL的辅助电源截止，电容C7放电，STIL的两个开关断开。当AC线路恢复时，两个开关仍然断开，浪涌电流对C7重新充电，并被R4限制。当C7充电结束PFC电路进入正常运行时，STIL中的两个开关接通。
2.2 设计方法
假设PFC升压变换器的主要技术规格为：
最大输出功率Pout(max)=85W；
DC稳压输出电压Vout=400V；
最低AC线路输入电压Vin(min)=85V；
最高AC线路输入电压Vin(max)=264V；
系统效率η=0.8；
峰值浪涌电流Ipeak30A；
最大开关频率fs(max)=350kHz；
升压电感器L1电感值L=850μH。
根据这些技术参数和STIL的电气性能，可以对功率元器件和STIL驱动电路元件进行选择。
2.2.1 功率元器件的选择
1）NTC热敏电阻（R4）
R4在系统启动期间用以限制浪涌电流，在稳态下被STIL短路。R4可用式（1）计算，即

对于220V的AC额定输入电压，由于Ipeak=30A，则R4=10Ω。
2）STIL器件
由于PFC升压变换器能在AC线路输入端产
生一个正弦波电流，故最大输出平均电流可由
式（2）确定，即

将Pout(max)=85W，η=0.8和Vin(RMS)(min)=85V
代入式（2），得Iout(AV)(max)=0.91A。由于STIL02的平均输出电流为2A，故可选用STIL02作为浪涌电流限制器。
3）桥式整流二极管
PFC进入稳压工作后，桥式整流器中只有底部的2只二极管工作。通过二极管的最大平均电流与流过STIL02的最大输出电流（0.91A）相同。整流二极管的平均电流必须高于Iout(AV)(max)，考虑到留有足够的余量，可选用正向电流为4A的整流二极管。
PFC升压变换器必须符合IEC6100045电磁兼容（EMC）标准。当在AC线路输入电压上施加一个2kV的浪涌瞬时电压时，施加到桥式二极管上的快速瞬态过电压（FTO）达694V。因此，整流二极管的重复峰值反向电压应当高于该数值，可选择800V。
4）输入保险丝（Fu）
在稳压条件下，通过保险丝的最大电流发生于最低AC线路电压下。其数值为：I=(Pout(max)/η)/Vin(RMS)(min)=(85W/0.8)/85V=1.25A。仅在电流过载期间，保险丝才会熔断。在浪涌期间，所承受的电流由标准（300A/8/20μs）确定。则选择保险丝的额定电流可为6.3A。
2.2.2 STIL02驱动器电路元件的选择
由L6561控制的有源PFC预调节器工作在临界模式。升压电感器数值L=850μH，在采用THOMSONCSFB1ET2910A（ETD29mm×16mm×10mm）或OREGA473201A8磁芯（气隙长度为1.25mm）时，初级线圈绕组（采用10×0.2mm绞合线）N1=90T。
1）辅助绕组匝数N2的确定
升压电感器辅助绕组匝数N2可利用式（3）来计算，即

式中：k=5，用作减小电容器C3两端的纹波电压；
Vout=400V，Vpt(max)=VDC(pt1)(max)=1V，二极管D1的正向压降VD1=VD2=0.7V。
根据式（3），N2=2.62T，选择N2=3T。
2）计算电容C1和C2的容值
PFC升压变换器在通用的AC85～265V输入电压下工作，电容C1和C2的容值由式（4）确定，即

将相关数据代入式（4），得C1=C2=210nF。考虑到±20％的离差，可选择C1=C2=330nF。
3）计算电阻R3的数值
PFC升压变换器在临界模式下操作，开关频率不是固定的，而是变化的。R3的阻值选择应保证在最高开关频率（350kHz）时充分充电，所以，R3的电阻值应尽量小一些。在AC线路电压过零附近，开关频率最高。R3的选择可由式（5）确定，即

将C1=330nF和fs(max)=350kHz代入式（5）得R3=0.29Ω，选择R3=0.33Ω的标准电阻。
4）R1和R2的选择
R1和R2用作平衡STIL02两个单向开关的引导控制电流。R1和R2不应超过式（6）确定数值，即

将已知数据代入式（6）得R1=R2=854Ω，选择R1=R2=820Ω。
5）电容器C3的选择
当PFC电路在AC线路电压接近零时大约
1ms的时间内不工作时，要求C3仍能为STIL02提供足够的能量，则C3应不低于式（7）确定的容值，即

式中：死区时间tdead=1ms。
根据式（7）计算的结果，C3≥8.2μF。
当AC线路电压过低持续时间tbrownout结束之前，为激活浪涌电流限制功能，STIL02中的开关应当断开。这就要求C3容值应不超过式（8）确定的数值，即

通常选择tbrownout=20ns。由于R1=820Ω，C1=220nF，因此C3≤16μF。
根据式（7）和式（8）计算的结果，可以选择C3=10μF，便可以满足tdead和tbrownout两个条件。
6）二极管D1和D2的选择
二极管D1和D2通过的电流都较小，所施加的反向电压也不高，选择BA149足可以满足要求。
3 结语
基于半可控整流桥（HCRB）拓扑结构的STIL器件，与NTC热敏元件等组成浪涌电流限制电路（ICLC）具有诸多优点。事实上，STIL中的单向开关，是采用专门ASDTM工艺集成的高性能SCR，在其控制极电流（Igt）、dv/dt和反向漏电流（Ik）三个参数之间实现了较理想的折衷。这种单向开关的反向功耗是传统HCRB电路中使用的分立非灵敏SCR（触发电流为几个mA）反向功耗（约900mW）的1/100，抗瞬态电压冲击能力（dv/dt）比灵敏SCR（触发电流为几十μA，dv/dt仅约10V/μs）高50～100倍。与独立使用NTC热敏电阻比较，功率损耗大大地降低。当STIL用于80W变换器时，效率比单独使用NTC热敏电阻约提高1.5％。

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