WCDMA-HSDPA技术研究及改进方案

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1、引言
　　HSDPA（高速下行分组接入）作为WCDMA标准的一个重要演进方式已引起相关技术人员的高度关注。2.5代的GPRS（通用分组无线业务）可以给用户提供的标称最高速率达171.2kbit/s，但实际可供用户使用的上、下行速率分别为10～20kbit/s和30～40kbit/s，很难满足移动因特网的需求。EDGE（用于GSM演进的数据速率增强型）标准给出的用户标称最高速率达473.6kbit/s，实际可达到的下行速率据估计为50～60kbit/s，可基本满足移动因特网的需求，可达到的上行速率估计和GPRS类似，它主要受到手机发功率的限制，而且从因特网的应用特点考虑，也没有必要提供过高的上行速率。3G标准声称在车载、步行和静止环境分别能达到144kbit/s、384bit/s和2Mbit/s的用户速率，甚至未区分上下行信道。根据FDD-WCDMA标准原设计SF的变化范围和上下行发信机结构，用户上下行速率均可达1Mbit/s，理论上已完全可以满足用户需求。然而由于WCDMA标准的技术设计缺陷，这些理论设计指标在实际应用中根本无法实现，差距极大。多用户情况下，基站实际的下行容量都很难达到1Mbit/s。为了挽救WCDMA标准，又推出了属于3.5G的HSDPA标准。应该认识到WCDMA标准若能履行标准所规定的种种指标时，则完全没有必要推出HSDPA标准。HSDPA号称最高能提供约14Mbit/s的下行速率，我们认为它大概只能是系统只存在一个用户时，不切实际的标称速率。HSDPA属于B3G系统，它应该能够利用一个载波在小区内同时给多个用户提供语音和高速数据业务，此时系统的下行容量显然应该远远大于只提供语音和低速数据业务的WCDMA系统。本文将证明利用现有理论无法实现HSDPA标准应该达到的目标。HSDPA标准采用了一种与GPRS、EDGE方式不同的可用速率表示方法，在GPRS、EDGE方式中给出的是用户速率，而在HSDPA标准给出的可用速率却是基站HSDPA信道可能提供的总的下行速率，若分配到多个高速数据用户的话，用户速率并不高。还应该指出的是，根据我们的计算结果即使这些速率在实际应用中也很难提供。然而用户关心的却是用户速率。GPRS和EDGE所用的速率表示方法是合理的。需要提出质疑的是HSDPA标准为何要采用这种带有夸张性的，易使用户误解的表示方法。勿用质疑，它的良苦用心应该是路人皆知的。
　　本文提出的CDMA/TDMA方案，将利用一个载频同时给多个用户提供语音和高速数据业务，可以达到HSDPA的设计目标。
2、HSDPA简介
　　HSDPA采用和WCDMA Release 99中语音或低速数据信号共享载波的方式引入HS-DSCH信道在下行链路方向承载用户数据，传输时间间隔（TTI）为2ms，扩频因子固定为16，因此在使用小区独立扰码时，最大可用地址码数为15，此时各码道的数据速率相等。数据调制方法为QPSK或16QAM，信道编码为1/3码率的Turbo编码，并通过各种编码率匹配参数得到不同的有效码率Rco Rc的变化范围较大，其最大值为0.751，此时的纠错能力将急剧下降，编码功率增益也会下降，要求的发信功率增加，导致系统自干扰上升。HS-DSCH的基本参数见表1。

表1　HS-DSCH信道主要参数

　　表1中的Rb为基站HSDPA下行信道能给出的总速率，表1中第一行给出的Rb为68.5～230.5kbit/s，假定系统中有5个HSDPA用户时，平均每用户的速率为13.7～46.1kbit/s，这个速率完全应该由WCDMA的普通CDMA信道承担，是没有太大实用意义的。当信道质量理想且15个码道捆绑时HSDPA信道可达到的最高总速率约为10Mbit/s，见表1中最后一行。HS-DSCH信道在一个TTI内，可以由多个用户进行码分多址（CDM），在不同的TTI也可以分配不同的用户进行时分多址（TDM），因此，HSDPA在下行链路中将使用码分多址和时分多址相结合的方式。HSDPA容量的大幅提升计划通过码道捆绑、高频谱效率的调制方式和较高的纠错编码率来实现的，后面将证明HSDPA使用的这些设计方法是达不到其宣称的Rb标称值的。
　　CDMA系统中曾使用过多种用户速率调整方案。在IS-95系统中，考虑到上、下行信道的不对称性，上行采用截短发信时间的方法调整用户数据速率，下行则采用重复发送的方法，这两种方法都能保持扩频系数（SF）不变，以避免收端出现强信号淹没弱信号的不利现象。也曾使用码道捆绑的方法提高用户速率，但此种方法极不合理，因为在一个用户的收信CDMA子信道间也会产生CDMA自干扰，导致系统容量下降。在3G中，引入可变SF（VSF）的方法调整码速，此方法虽可避免用户子信道间的自干扰，但可能会产生SF值较大信号的淹没现象。所以在CDMA方式中很难找到一种合理的用户数据速率调整方案。下面还将证明CDMA系统下行信道容量很小，无法满足移动因特网的需求。
3、CDMA多速率系统中Pr与Rb的关系和下行容量
　　可证明在码分多址条件下，当数据用户数较多，例如M=8时，当数据信道和语音信道的速率比K=Rbd/Rbv≤6的情况下，BER一定时，用户数据速率比与语音收信功率比K≈Kˊ，这表明数据用户的收功率比值正比于它们的数据速率比，或反比于它们的扩频系数比，用户数据速率上升时占用的容量上升，要求的发功率增大。但当数据用户与语音用户的速率比K=48且只有一个数据用户时，K/Kˊ=1.86。此时的数据速率相当于48个语音用户数据速率的捆绑，所需的发功率才相当于25.8个语音用户，约可节省一半的发功率，同时使自干扰大幅下降，系统容量上升。现在由于两路信道的收信功率要求值差别很大，极可能产生弱信号的淹没现象。
　　上述结论可用于VSF CDMA系统。改变SF时，Rb改变，所以当两个码道的SF比小于6时，低SF码道所占的容量正比于多个码道的捆绑。然而在CDMA/TDMA系统中，TDMA码道的数据速率极高，可以大幅度提高功率利用率，提升系统容量。
　　通过我们的推导和计算，基站单载波下行最大用户数Nmax列于表2。

表2　小区下行最大用户数

　　表2为WCDMA和cdma2000标准的小区下行语音最大用户数Nmax。由于cdma2000传语音时的配置和IS-95相同，为便于与实用系统比较，在表2中只列出IS-95的计算结果。表2中Nmax一栏同时给出相邻小区干扰因子n分别取0.04/0.6/1.778时的Nmax值。此处求得的Nmax是不能作为小区的实际用户数考虑的，一般而言，只能取它的60%作为可用值。参考文献中给出的cdma2000 1x小区的实际用户数为13。小区的最大用户数Nmax，即容量由CDMA系统的自干扰决定，此时即使增大基站发信总功率，亦无法增大小区容量。表2中还给出经码道捆绑后小区的最大无线接入Rbmax，可用于估算小区可能达到的最大数据速率。由于3G系统是一个公共多用户系统，所以该Rbmax是不可能只提供给1或2个用户使用的。
　　在下行链路中也可以采用改变SF的方法改变用户无线接入速率，改变SF等效于Rb的改变。根据前面导出的Pr与Rb的关系，说明改变SF等效于码道的捆绑，也无法提升系统容量，还可能招致收信端强信号淹没弱信号的问题。因此CDMA的3G主流标准几乎不可能提供它所声称的步行环境384kbit/s，静止环境2Mbit/s的用户无线接入速率。
4、HSDPA技术缺陷研究
　　从第2节可知，HSDPA采用将码道捆绑后再使用TDMA这两种方法和改变调制方式来增加Rb。首先使用码道捆绑的方法将导致用户收信号子信道间的自干扰，很不合理。其次HSDPA多个捆绑码道的数据速率相等，根据前面导得的系统容量和信道功率比关系式可以推定利用码道捆绑的TDMA方式不可能大幅增加系统容量。HSDPA方式选用的SF=16，是语音信号的1/8，可能导致语音信号被淹没，或收信质量下降。
　　在表1最后一行的情况下，小区内至少使用两个扰码分别作为HS-DSCH和语音信道的信道地址码，此时小区内会引入异步地址码干扰，和使用一个扰码的同步地址码小区容量相比，使用2个扰码的小区容量将下降。小区内使用多个扰码时，可用地址码数可以成倍上升，但是会导致小区容量下降。所以WCDMA在一个小区中可安排16个扰码作为信道地址码的做法也是不合理的。此时HS-DSCH的码道数为15，单码道的速率Rbˊ=10877/15=725kbit/s，取m=O.76，经过纠错编码取d=5dB（此时并未考虑调制方式对门限值的影响），利用小区下行容量公式计算Nmax时，得到的Nmax≈1.8，即不可能使用15个码道，而且此时已占用该载波的全部容量，因此必须使用一个独立载波。当语音用户同时存在时，假设基站分配30%的功率用于语音业务，那么此时基站仅能够支持一条速率为725kbit/s的码道，由于HS-DSCH码道的数据速率较高，还可能淹没语音信道的信号。
　　另一方面在CDMA系统中一般也不易使用高频谱效率的16QAM调制方式，因为这些调制方式的功率利用率较低，将会使要求的门限值d上升，使自干扰上升，系统容量下降。因此，在HSDPA系统中想通过改变调制方式提高Rb，其作用不大。
　　从上面的分析可以看出HSDPA缺少技术理论基础，利用现有的CDMA基本原理无法实现HSDPA应该给多个用户同时提供高速数据、语音或低速数据的应用要求。
5、用干扰抵消器和码分多址／时分多址实现多速率兼容的方法
　　此处提出一种可行的CDMA/TDMA方案。这种方法的基本特点是从WCDMA分配给一个小区的16个扰码中选用两个扰码分别用于CDMA或TDMA方式的信道地址码，也就是说一个小区内只使用一个频点，TDMA的高速数据用户信道和CDMA的语音或低速数据用户信道各使用一个短PN序列地址码。显然TDMA信道的信号将严重干扰语音或低速数据用户的接收，因此它们的接收机中必须使用最易实现的干扰抵消器，只用于消除一条TDMA高速数据信道产生的自干扰即可；为了提高高速数据用户的服务质量，对于高速数据用户也可使用干扰抵消器，用于消除采用另一短PN序列地址码的语音用户信道的集总干扰。当考虑相邻小区干扰时，干扰抵消器的复杂度将略有上升。但是和多用户接收机相比，干扰抵消器的实现难度不大。由于上行链路的容量要求较低可继续采用WCDMA技术。此时由于TDMA码道和语音码道的速率比极大，可以大幅度减少TDMA码道的发信功率，减少系统自干扰，提升发功率效率。而且所需的关键技术与现有的B3G技术相比，极为简单。
　　这种方法的基站发信端电路结构见图1。

图1　基站端发信框图

　　图1上部给出语音或低速数据用户在WCDMA系统中的数据处理过程，仍采用码分多址的方案。DTCH中的数据信号经基带信号处理后，形成码元速率为60kbit/s专用物理信道（DPCH）。在基带信号处理中包含纠错编码率Rc=1/2.5的纠错编码、二次交织编码处理、插入专用控制信道（DCCH）和专用物理控制信道（DPCCH）信息等处理过程。基带信号处理1的输出经串并转换后的输出码元速率为30kbit/s。图1中假设有S11 S21、……、SN1个信号输入，可用于N个用户。此时的QAM调制9用于QPSK调制。
　　假定SD选用的纠错编码和调制方法与语音数据类似，在要求的误比特率（BER）相同时，移动台所需的收信门限信噪比d相等。取高速数据信道SD输出的码元速率为3.84Mbit/s，纠错编码率Rc=1/2.5，暂不考虑DCCH和DPCCH的速率要求时假定有M=16个高速数据用户时，则每一用户的数据速率可达3840/（2.5×16）=96kbit/s。合路后的信号SD分为16个时隙，与DPCH在每一帧中的功率控制时隙数相同。每一个时隙对应一个高速数据用户。也可以采用增加时隙数或改变时隙宽度的方法改变高速数据用户数或用户数据速率。
　　选用QPSK调制时，SD经串／并转换后的码元速率为1920kbit/s，后续的PAM变换将根据QAM调制9的要求将输入的多路二进制信号变换为多电平信号，经复扰码8处理后送QAM调制。可以求得此时高速数据信道和语音或低速数据用户的数据速率比为1536/24=64，根据式（3）可以求得它所占用的发信功率才相当于29.4个语音用户。此处取DPCH折合的语音用户速率为60/2.5=24kbit/s。使得系统的自干扰下降较大，可以取得很高的频谱和功率利用率。
　　图2为下行链路用户端的收信电路框图。图中包括射频处理（1）用于将无线接收的射频信号变换为与发端信号S9对应的中频信号S9ˊ，送正交幅度相干解调（2），它的两路输出信号S8Iˊ和S8Qˊ送干扰抵消和用户数据解调（3），由该电路输出高速数据用户K的信号DK1ˊ，也可以送出语音或低速数据用户因拘信号SK1ˊ。

图2　用户端收信框图

　　图2中的干扰抵消和用户数据解调（3）电路内应包括两个干扰抵消器，一个干扰抵消器用于消除TDMA高速数据信道对语音或低速数据用户的干扰，从而输出语音或低速数据，另一个干扰抵消器用于消除CDMA语音或低速数据用户信道对高速数据信道的干扰，从而输出高速数据用户的信息数据。
　　从上述应用例可以看出，由于基站端发信和用户收信设备的简单性和易实施性，使干扰抵消器得以应用，将使高速数据用户的用户数和数据速率在原有语音或低速数据容量的基础上大幅上升，并可满足多用户下行高速率的移动因特网要求。
6、结束语
　　从上文可知，为实现大容量、多用户无线接入，HSDPA系统欲采用码道捆绑TDMA方式和改变调制方式的做法缺少技术理论基础，利用现有的CDMA系统无法实现HSDPA应该给多个用户同时提供高速数据和语音业务的应用要求。本文给出的方法是在小区所用频点上同时使用CDMA/TDMA技术，系统有极好的兼容性。该方法在用于语音或低速数据用户的码分多址系统的下行链路中建立一条多用户时分多址高速数据信道，并给该信道分配一个独立的短扰码序列信道地址码，使干扰抵消器的应用成为易事。而且由于TDMA码道和语音码道的速率比极大，可以大量减少系统自干扰。应用该理论建立的多用户可变用户数据速率码分多址/时分多址的移动通信系统具有发信功率、频谱利用率大幅度上升的基本特点，使得下行信道的数据速率和容量可成十倍增加，完全可以满足移动因特网的要求，又无需使用B3G中很难实现的种种新技术。