HSDPA的改进方案

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1、引言
　　HSDPA作为WCDMA的重要演进方式已引起相关人员的高度关注，它能够利用一个载波在小区内同时为多个用户提供语音和高速数据业务，此时系统的下行容量显然应该远远大于只提供语音和低速数据业务的WCDMA系统。但是CDMA方式的主要技术缺陷是：上下行容量基本相同；当发送功率上升时，系统产生的自干扰加大，而容量基本保持不变，即无法利用发送功率换取频率资源，导致CDMA方式的小区频谱利用率很低，虽然可以采用一些先进技术进行改善，但系统的性价比会迅速下降。
2、HSDPA中存在的缺陷
　　HSDPA采用语音或低速数据信号共享载波的方式，在下行链路中引入高速下行链路共享信道（HS-DSCH）、高速共享控制信道（HS-SCCH）和上行链路高速专用物理控制信道（HS-DPCCH）等，以用于支持高速下行分组业务。其中，HS-DSCH在下行链路中承载用户数据，传输时间间隔（TTI）为2 ms，扩频因子固定为16，因此在采用小区独立扰码时，最大可用地址码数为15，此时各码道的数据速率相等；数据调制方法为QPSK或16QAM，信道采用1/3码率的Turbo编码，并通过各种码率匹配参数得到不同的有效码率。HS-DSCH的基本参数见表1。

表1　HS-DSCH信道主要参数

　　在一个TTI内，HS-DSCH信道可以由多个用户进行CDMA；在不同的TTI内，也可以分配不同的用户进行TDMA。因此HSDPA可在下行链路中采用CDMA和TDMA相结合的方式，通过码道捆绑、高频谱效率的调制方式和较高的纠错编码率Rc大幅提升HSDPA的容量。
　　采用捆绑码道的缺点在于：首先，采用码道捆绑将导致用户接收信号子信道间产生自干扰；其次，HSDPA多个捆绑码道的数据速率相等，根据系统容量和信道功率比关系式可以推出，利用码道捆绑的TDMA方式不可能大幅度增加系统容量。HSDPA方式选取SF（扩频系数）为16，是语音信号的1/8，可能导致语音信号被淹没或接收信号的质量下降。
　　在表1中，当Rb=10 877 kbit/s时，小区内至少采用两个扰码，分别作为HS-DSCH和语音信道的信道地址码，这样会在小区内引入异步地址码干扰。与采用一个扰码的同步地址码的小区容量相比，采用两个扰码的小区容量将下降。当小区内采用多个扰码时，可用的地址码数可成倍上升，但会导致小区的容量下降。因此，WCDMA在一个小区中安排16个扰码作为信道地址码的做法是不合理的。另一方面，在CDMA系统中一般也不应采用高频谱效率的调制方式，因为这些调制方式的功率利用率较低，将会使要求的门限值d上升，使自干扰上升，系统容量下降。此外，利用增大Rc提升Rb的做法也会导致自干扰，使容量下降。因此，在HSDPA系统中若想通过改变调制方式或Rc提高Rb，其效果并不明显。
3、CDMA/TDMA的实现方案
　　该方案的基本特点是：从WCDMA分配给一个小区的16个扰码中选用两个扰码，分别用作CDMA或TDMA的信道地址码。也就是说，一个小区内只采用一个频点，TDMA的高速数据用户信道和CDMA的语音或低速数据用户信道各采用一个短PN序列地址码。显然，TDMA信道的信号将严重干扰语音或低速数据用户的接收，因此它们的接收机中必须采用易于实现的干扰抵消器，且仅用于消除一条TDMA高速数据信道产生的自干扰即可。为了提高高速数据用户的QoS，对于高速数据用户也可使用干扰抵消器，用于消除采用另一短PN序列地址码的语音用户信道的集中干扰。当考虑相邻小区干扰时，干扰抵消器的复杂度将略有上升，但是与多用户接收机相比，干扰抵消器的实现难度不大。由于上行链路的容量要求较低，可继续采用WCDMA技术。此时由于TDMA码道和语音码道的速率比较高，可以大幅度减少TDMA码道的发射信号功率，减少系统自干扰，提高发射功率的效率。与现有的其他技术相比，所需的关键技术较为简单。
　　在该方案中，基站发射信号端的电路结构如图1所示。

图1　基站发射信号端的电路结构

　　图1上部分给出了语音或低速数据用户在WCDMA系统中的数据处理过程，即采用CDMA方案，低速数据用户的数据速率接近语音用户的速率，即12.2 kbit/s的专用业务信道（DTCH）。DTCH中的数据信号经基带信号处理后，形成码元速率为60 ksps的专用物理信道（DPCH）。在基带信号处理中包含纠错编码率Rc=1/2.5的纠错编码、二次交织编码处理、插入专用控制信道（DCCH）和专用物理控制信道（DPCCH）信息等处理过程。基带信号处理的输出经串/并转换后的输出码元速率为30 ksps。图1中假设有S11、S21……SN1个信号输入，则可用于N个用户。此时的QAM调制用于QPSK调制。
　　假定SD选用的纠错编码和调制方法与语音数据类似，当要求的误比特率（BER）相同时，移动台所需的接收信号门限信噪比d相等。取高速数据信道SD输出的码元速率为3.84 Msps，纠错编码率Rc=1/2.5，暂不考虑DCCH和DPCCH的速率要求，则当M=16个高速数据用户时，每一用户的数据速率可达96 kbit/s。合路后的信号SD分为16个时隙，与DPCH在每一帧中的功率控制时隙数相同。每一个时隙对应一个高速数据用户，也可以采用增加时隙数或改变时隙宽度的方法改变高速数据用户数或用户数据速率。
　　选用QPSK调制时，SD经串/并转换后的码元速率为1920 ksps，后续的PAM变换将根据QAM调制的要求将输入的多路二进制信号变换为多电平信号，经复扰码处理后送QAM调制，可以求得此时高速数据信道和语音或低速数据用户的数据速率比为64。根据信道功率比关系式，可得出它所占用的发信功率仅相当于29.4个语音用户。此处取DPCH折合后的语音用户速率为24 kbit/s。可见系统的自干扰下降较大，可以获得较高的频谱和功率利用率。

图2　下行链路用户端的接收信号电路框图

　　图2为下行链路用户端的接收信号电路框图。其中，射频处理主要用于将无线接收的射频信号变换为与发射端信号S9对应的中频信号S9?，然后送正交幅度相干解调，它的两路输出信号S8I?和S8Q?送干扰抵消和用户数据解调，由该电路输出高速数据用户K的信号DKI?，也可以送出语音或低速数据用户K的信号SKI?。其中，干扰抵消和用户数据解调电路内应包括两个干扰抵消器：一个用于消除TDMA高速数据信道对语音或低速数据用户的干扰，从而输出语音或低速数据；另一个用于消除CDMA语音或低速数据用户信道对高速数据信道的干扰，从而输出高速数据用户的信息数据。
　　从以上分析可知，由于基站端发送信号和用户接收信号设备的简单性和易实施性，使干扰抵消器得以应用，可使高速数据用户的用户数和数据速率在原有语音或低速数据容量的基础上大幅上升，并可满足多用户下行高速率的移动Internet要求。