锂离子电池管理芯片的研究及其低功耗设计 — 锂离子电池管理芯片的电路实现 (三)

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4.3关键模拟电路设计
        4.3.1偏置电路及基准源 电路电池管理芯片中，偏置电路设计是整个系统设计的基础和关键，具体可以分为电流偏置和电压偏置电路，而且这两者相互之间可以转换。偏置电路的功能是用来 给其它的电路模块提供稳定的电压或电流，也被称为基准电流或基准电压，所以其稳定性对整个电路的性能有较大影响。
       
        1设计考虑
        电池管理芯片对偏置电路的指标要求有一定的特殊性。总的说来，无论是电压基准还是电流基准都要求其输出特性稳定，包括低的电源电压相关性（即高
       
        PSRR）、低温度系数，良好的负载特性，低的电流消耗（最好在1uA以内）及工艺无关性。其中，输出对电源电压的相关性是可以用输出敏感度来表征
       
       
       
        式中，Y表示输出的电压或电流。而温度系数反映了输出值随温度的变化量，通常定义如下：
       
       
       
        对于高性能偏置电路来讲，理想偏置电路所提供的电压或电流与电源电压、温度和工艺等因素是无关的。但在实际的电路中，这些不可能同时实现。只能通过电路结构原理上的改进及优化设计，版图布图、工艺的改进等方面更进一步提高偏置电路输出电压或电流的稳定性。
       
        应 该指出，在偏置电路的所有设计指标中，输出与电源电压相关性或者PSRR是一个关键的设计指标。如果PSRR特性退化，必然造成抗噪声能力减弱。尤其对数 模混合系统，数字部分的大量噪声干扰，通过衬底和电源耦合等各种途径，影响到模拟信号的品质。PSRR是抗电源噪声耦合的重要指标，良好的PSRR特性可 以保证，在规定的范围内，无论电源如何改变，电路输出的变化可控制在规定范围内，即近似认为不变。下面将从偏置电路的输出特性入手，分析具有较高电源电压 抑制比的低功耗偏置电路的原理、设计及实现。
       
        2基于UT的亚阈值自偏置电路
        在一般的电流偏置结构中，输入电流I IN由电源电压和电阻决定，即I IN对电源电压的灵敏度很高。为了使产生的偏置电流I OUT对电源电压具有较低的灵敏度，可以利用一些与电源电压相关度不高的电压来产生偏置电流。常用的电压有VBE、VTH、VGS、UT、齐纳二极管的反向击穿电压等，这些电压随电源的变化较小，利用这些电压可以极大改善输出电流对电源电压的灵敏度。如果对基于VBE和VTH的电流源加以改进，形成自偏置结构，可进一步减小输出电流对电源电压的灵敏度。
       
        自偏置结构的基本思想是使IIN不再基于电源电压和电阻，而是基于跟踪电流源本身的输出电流IOUT。其原理框图如图4.3.1所示：
       
       
       
        图4.3.1中，两个变量IIN和IOUT的关系由电流源和电流镜共同决定。从电流源的角度来看，输出电流和输入电流间的函数关系将随不同的电流源而变化；从电流镜的角度来看，如果电流镜为单位增益，则输入电流与输出电流保持相等。
       
        即输出电流和输入电流互为变化的基准。整个电路的工作点位于电流源和电流镜输出特性的交叉点。
       
        相 对而言，基于热电压U T的自偏置结构的温度系数较小。U T的产生有两种方法：一是可以利用两个PN结的差值来获得，二是可以利用MOS管工作在亚阈值区时具有类似PN结的I－V特性来产生。第二种方案中，由于 MOS管工作在亚阈值区，可使得电路的功耗变得很小，在低功耗设计中很有竞争力。图4.3.2给出了MOS工作在亚阈值区的自偏置结构：
       
       
       
        图中，N1、N2和R组成Peaking电流镜，其优点是可以方便地得到电流为几μA甚至是nA级的电流；P1和P2则组成基本电流镜。
       
        在该电路中，假设I IN很小，则R上的压降也较小，N1工作在饱和区。根据KVL知：
       
       
       
        其中， 实际上，如果输入电流IIN很小，则VOVN1﹤2nUT时，根据使用的工艺模型求得k≈100μA/V2,若取W/L=10，则只要电流小于5μA，N1就工作在亚阈值区。
       
        根据式（4.3.4），VOVN2﹤VOVN1时，所以N1和N2均工作于亚阈值区，当满足VDS﹤4UT,有ID=(W/L)LESexp[VGS/(nUT)]根据电路原理图可求出输出电流IOUT：有根据电路原理图可求出输出电流IOUT：
       
       
       
        式中，S表示各管的W/L比， IES是一个与工艺有关的参数，可表示为IES =μCOXnUT2exp[（-VT0-nUT）/ nUT].假定由P1和P2组成电流增益为1的电流镜，当电路稳定时，其工作电流可通过上式求得：
       
       
       
        从上式可以看出输出电流与VDD无关，但在实际电路中，由于存在沟道长度调制效应，IIN和IOUT随VDD的增加而缓慢增加，且IOUT/IIN的比值也稍有变化。
       
        再求输出电流的温度系数，将式（4.3.7）两边分别对T求导，有
       
       
       
        从式（4.3.8）可以看出，由于UT具有正的温度系数，约0.086mV/℃，电阻也具有正的温度系数，所以能够互相抵消一部分。和基于VBE和VTH的自偏置电路相比，基于UT的自偏置电路的温度系数显然较低。
       
        3无电阻的亚阈值电流偏置电路
        由式（4.3.7）可以计算出，要降低偏置电路的消耗，将M1和M2偏置nA级电流工作，则需要提高电阻R的值。根据MOS在线性区的工作特性，可以用MOS来代替电阻，基于这种想法可以实现无电阻的MOS亚阈值自偏置结构，电路图见4.3.3.
       
       
       
        由图4.3.3可知，如果支路电流较小，则N 1和N2工作在亚阈值区，N4工作在线性区，其中P1和P2构成比例电流镜。图中可以得到
       
       
       
        若P1和P2为等比例电流镜，则有SP1=SP2。上式可化简为：
       
       
       
        通常，取（SN1 /SN2）﹤19，所以VDSN4为100mA左右，只要保证VGSN4〉VTH+80mA,则N4即可工作在线性区，作为电阻来使用。为了保证电流精度，设计时应保证P1~P5及N3、N6、N7工作于饱和区，而工作区域的设定主要依靠W/L的调节来实现。
       
       
       
       
        其中 式(4.3.14)可以看出，输出电流与热电压 UT的平方成正比，而与电源电压无关，从而可以达到恒流的目的。
       
        4电流求和型的亚阈值电压基准源
        前面所提出的电压或电流源能够保证与电源电压基本无关，但是，式（4.3.14）
       
        可 以看出，输出的温度稳定性不够。因此，基准源的设计主要是在电路结构上采取补偿技术以抵消温度特性，即利用各具有正温度系数和负温系数的电压量，配以适当 的权重系数，获得零温度系数的稳定输出。典型结构的带隙基准源可以归为电压求和型，输出电压V REF =V BE +KU T，其中，K是调节温度系数的权重系数，输出基本是固定值1.26V.其中，采用运放结构的带隙基准源性能较优，但同时有大的失调电压和较高的功耗；即使 不考虑运放对最低工作电压的影响，其最低的电源电压也仅在1.5V左右。由于在电池管理芯片中，电压基准源是集成是系统内部的。在保证一定性能的前提下， 功耗、工作电压乃至芯片的面积都是设计的重要指标，因此可以采用无运放的简单补偿电路结构。而采用电流求和模式[106-109]的带隙基准源可以克服利 用电压求和的低电压场合工作局限性，其基本原理图如图4.3.4所示。
       
       
        从图4.3.4中可以得到：
       
       
        可 见，这种基准源的模式是先得到电流值（括号内的两项）：一路和U T相关，并具有正温度系数（Proportional To Absolute Temperature， PTAT）的电流，另一路是和V BE相关的，并具有负温度系数（Inversely Proportional To Absolute Temperature，IPTAT）的电流，再通过从电阻上取压降来获得基准输出电压，所以这种模式通常被称为电流模式基准源。式（4.3.15）可 知，当R=R 1时，和电压求和模式完全等价；取不同的R值，就可以得到不同的电压值，输出较电压求和模式的灵活；只要保证R和R1采用相同类型的电阻，即温度系数也相同，就不会对输出基准电压的温度系数产生影响。
       
        根 据分析可知，由于采用电流求和模式既可以利用带隙基准源的原理产生高性能的输出结果，又可以得到调节范围较大的输出电压，比电压求和模式有明显的优势。此 外，电流求和模式更有利于在较低的电源电压下工作。电路设计的难点在于，如何产生I PTAT以及如何利用I IPTAT，同时各支路电流应尽可能减小以降低电路功耗。为了能利用P阱CMOS工艺实现，本文设计了一种电流求和型的电压基准源，电路结构见图 4.3.5 。
        从图中可以看出，电路可以分为三个主要部分：PTAT电流产生电路、IPTAT电流产生电路和电流求和电路。此外，为了使电路在加上电源电压后能正常工作，还设计了启动支路。
       
       
        PTAT 电流产生电路采用了自偏置结构，其原因如下：根据前面的分析，基于U T的亚阈值自偏置电路，具有较高的电源电压抑制比，同时，如果不考虑电阻的温度系数，则输出电流将和U T一样，具有正温度系数。电路由R1、P3、P4、N3和N4组成。通过选择合适的R1值来使N3和N4工作在亚阈值区；为保证电流精度，P3和P4需工 作在饱和区。计算过程和前面类似，当SP3 =SP4时，则输出电流
       
       
       
        式（4.3.16）可以看出，不考虑电阻R1的温度系数，电流IP4与热电压UT成线性关系，同样具有正温度系数。
       
        在P阱CMOS工艺中，如何利用产生IPTAT电流，最后实现相对于地而非电源电压的基准电压是一个设计难点。CMOS工艺中寄生NPN示意图见图4.3.6.图中可知，和N阱工艺不同，P阱工艺中输出的V BE是相对于V DD的压降。
       
       
       
        因此，图4.3.5中的IPTAT电流由Q0、R0、P1、P2、N1和N2产生。其中N1、N2组成的电流镜和由P1、P2组成的电流镜叠加后，形成一个反馈回路，保证A点和B点电位相等。流过R0的电流则为
       
       
       
        不考虑电阻R0的温度系数，则此电流具有与VBE相关的负温度系数，而与电源电压无关。
       
        图4.3.5中的电流求和电路由N5、N2、P5、P4、P6、P7电流镜以及求和电阻R2构成，所输出的基准电压V REF可表示为
       
       
       
        从（4.3.18）式可以看出，通过调整电路中P4～P7、N2～N5的K值、R0以及R1值，理论上可以实现在R2上输出具有零温度系数的基准电压VREF。适当调整R2值，可以使输出基准可调；或者利用电阻分压结构，可以输出不同的基准电压，因此电路输出比较灵活。此外，电路中电阻值和器件参数均取比值，能最大程度地避免工艺漂移引起的输出变化。
       
        （4.3.18） 式还表明，要尽可能降低两部分电流产生电路的功耗，使电路的电流有效地消耗在求和电阻上，这既可以降低电路总功耗，又可以在电路输出一定基准电压时减小求 和电阻值，节省芯片面积。在IPTAT电流产生电路中，可以通过提高R0阻值，同时降低流过Q0的电流来降低电流消耗；在PTAT电流产生电路，N3和 N4正确工作在亚阈值区则保证了极低的消耗电流。
       
        图4.3.5中的电流产生电路均有两个平衡工作点，即零点和正常工作点。因此，都需要一个启动电路，使电路能在上电的过程中脱离零点而稳定工作；从电路功耗考虑，启动电路在电路进入正常工作后应断开，没有电流消耗。
       
        以 PTAT电流产生电路为例，设计时从P4的漏极加入了RC电路，构成自偏置电路的启动电路。上电的过程中，即当有一个阶跃型电压加到电路的瞬间，C1近似 为短路，R3和C1给P4提供了从电源到地的直流通路，经过3～5个RC时间常数后，C1中电流降为零，而此时P4也进入了稳定工作状态，电路完成启动。 同样，IPTAT电流产生电路中加入了启动电容C0以使电路在上电后能进入正常工作状态
        5取样电路
        如果从输出与电源电压的相 关性角度，电阻分压型偏置电路的相关度为100%，显然不适合充当需要有稳定电流或电压输出的偏置电路。但是，这也从另一方面说明，电阻分压电路输出能很 好地跟随电源电压的变化，可以充当电池管理芯片中的另一个重要电路—取样电路。这是由电阻I-V特性是典型的线性所决定的。图4.3.7是系统所用的两个 分压电路，分别对过充电压、过放电压进行采样。
       
        图中的控制信号均由数字模块产生。POWERDB是电路进入Power Down模式的控制信号，PM_OCB和PM_ODB则是根据负载特性对取样模式进行选择的信号，而CTR_OD_REFB和CTR_OC_REFB通过 调节分压电阻比，来实现过充和过放的迟滞释放功能。
       
        和有源电阻分压电路相比，图7.3.7所示的电路有线性好，分压比可调，不受工作电压大小限制的优点，更重要的是，利用电阻分压，既可以尽可能地避免了工艺漂移引起的输出信号变化，又可以配合较成熟的Trimming技术来有效控制输出信号的精度。
       
       
       
        4.3.2比较器电路
        比 较器是电池管理芯片中较常见也较重要的模拟电路模块之一。其中，过充比较器更是较为关键的模块，不仅要求它具有较高的检测精度和较强的抗干扰能力，同时还 要求它消耗电流较小，设计难度较大。以下对具有代表性的过充比较器电路进行分析设计。图4.3.8为过充电检测比较器的结构图。
       
       
       
        图 4.3.8中，电路的比较功能主要由前两级完成，功能实现并不困难，但需要着重从影响性能各个因素考虑设计该电路。输入级中，差分对采用PMOS管，主要 基于电路噪声和电源电压抑制比的考虑。一方面，由于电路工作于低频条件下，此时1/f噪声是器件重要的噪声源。PMOS管的1/f噪声比NMOS小，为了 减小输入噪声，采用PMOS管作为差分输入管，除瞬间干扰，过充电释放检测的延时可以短一些。这样，过充电释放的延时直接在过充电比较器中对电容充电实 现。另一方面，P差分对输入的电源电压抑制比高于N差分对输入，这是因为输出管N3不是将电源电压的变化直接馈通至输出端，而是利用电流源P3的隔离，使 输出端受电源电压的影响减小。
       
        比较器消耗电流可以从两个方面考虑，一是减小偏置电流，将P0、P3、N4和P6偏置在亚阈值区。二是在过 放电状态下，用Power Down状态信号POWERD、POWERDB将整个电路关断，前三级用偏置电路关断，P4用于关断从V DD、P5和N5组成的通路，P8和P9保证比较器在Power Down状态和功耗管理状态下输出正确的信号。
       
        由失调和1/f噪声分析可知，增大输入级管的栅面积可以减小失调和1/f噪声。
       
        综合考虑失调和噪声性能，偏置电流取10nA时，P管和N管都能偏置在亚阈值区，再与偏置电路提供的信号相配合，可以确定P0的宽长比。在静态情况下，要求比较器输入级完全对称：
       
       
       
        由于N1与N2中电流相等，且N1的栅极和漏极相连，根据平衡条件，N2的漏极电压应基本上等于N1的栅极电压，则
       
       
       
        由（4.3.19）式和（4.3.20）式可以确定P3、N3的尺寸。至此，过充比较器的前两级已设计完成。还需验证比较器是否满足分辨率要求，设计过充比较器的检测精度为±25mV，提高分辨率的方法是提高比较器的增益，前两级的增益公式为
       
       
       
        在亚阈值区的增益比强反型大，一般能满足要求。
       
        后两级参数的选择主要根据COMP_OC的上跳变延时T RISE确定。根据对系统的分析，过充电保护释放检测精度相对低一些，设计其延时为0.4ms ~0.8ms.显然TRISE主要通过恒流IN4对电容C1放电产生的延时Δt和前两级的延时决定。
       
        4.3.3其它重要功能电路
        1过流短路保护电路
        负载短路检测电路如图4.3.9所示，当电池在放电过程中出现负载短路时，保护电路VM端的电位就会大于或等于特定的值VSHORT。短路保护电路的主要作用是当VM≥VSHORT时， 通过两级反相放大，使OUT_LSB输出由低电平变为高电平，立即将外接开关管FET1关断，实现短路保护功能。OUT_LS信号控制电路的Power Down状态，当出现短路保护状态时，OUT_LS由高电平变为低电平，此时若过放比较器输出COMP_OD由高电平跳变到低电平（即出现过放状态），再 经过过放延时后，保护电路进入Power Down状态。
       
       
       
        电路的工作原理十分简单，它通过两级反相器来实现信号翻转，反相器及其转换阈值V MID的定义如图4.3.10.因此有
       
       
       
        式（4.3.21）可知，增加PMOS的宽长比或减小NMOS的宽长比可以使VMID分别向VDD与GND方向移动。因此，为了达到短路保护的设计要求，可调节宽长比来调整V MID，同时为了限制信号翻转时的电流，可在两MOS管之间加上电阻，调节电阻同样可调整VMID。本电路的功能主要由第一级反相器完成，第二级反相器用于改善波型。
       
        2非正常充电电流检测电路
        非正常充电电流检测比较器的主要功能是检测充电过程中的过流现象；另外，可以用此电路实现充电器检测功能，即在过放电状态下连接上充电器，假如VM电压低于充电检测电压VCHA，则解除过放电迟滞。因此，上述两个功能都可归结为检测负电压。
       
        负电压的检测不同于正电压的检测，为了简化设计，在过零比较器的基础上引入升压电路，如图4.3.11（a）所示，当VM≥VCHA时，使得VN≥0，这样就避开了负的基准电压源的设计。
       
       
       
        为 了降低功耗，可以采用CMOS电路来实现上述的负压比较器，如图4.3.11（b）所示。PMOS管P1和NMOS管N2的栅极都接地。当N1的栅源电压 小于它的阈值电压时，N1截止，而P1始终导通，VN端电位因为大于A1比较器同相输入端的GND电位，而使输出OUT_CDCB为低电平。随着VM端电 位向负方向的增大，N1逐渐导通，最后使得VN端电位变负，输出OUT_CDCB由此变为高电平。
       
        图4.3.11中V N =0时的输入电压即为检测电压V CHA，此时P1和N1处于饱和状态，而且下列关系式成立
       
       
       
        由（4.3.24）式可知，本电路中检测电压|VCHA|的取值只能大于N1的阈值电压，改变P1和N1的宽长比可改变检测电压VCHA。当N1未导通时，电路消耗的电流较小；当N1导通时，就会有电源到地的通路，为了减小消耗的电流，一般取P1的宽长比小于1. 3零伏充电抑制电路零伏电池抑制电路目的是在电池电压低于一定值（V0INH）时，使CO端输出有效的低电平，禁止充电器对电池进行充电。而电平转换电路的功能也是要使CO端输出有效的低电平，以控制驱动片外的充电控制功率管FET2，因此两种功能可组合在同一电路中实现。如图4.3.12为零伏电池抑制电路检测结构图。
       
       
       
        电平转换功能主要由P1、P2、N1、N2、R1和R2组成的电路完成；零伏抑制功能主要由P3、N3和R3完成；P4、P5、N4、N5和R4组成的与非门在电平转换功能和零伏抑制功能之间进行选择。
       
        以 R3为例，分析电路中电阻的作用：当电池电压V DD很低时，接上电的瞬间，VM为一个绝对值很大的负值，N4管很容易导通，但如果此时V DD还没有低到使P3管关闭时，就会在VDD端到VM之间产生直流通路，形成大电流，为了避免这种情况出现，在P管和N管之间加入电阻，从电阻的上端输出 信号。
       
        由于P3、N3的栅极接地，出现两管同时导通的可能性最大，时间最长，R3就应取稍大些。
       
        电路需要将逻辑低电平转化为与VM相同的电位。而VM的电位有可能很负，在电路转换瞬间，VDD端和VM之间的高电压很容易将普通的MOS管击穿。基于此，本电路的所有管子都采用高压非对称管。
       
        4.3小结
        本章的内容是上章的系统分析设计基础上，选择适当工艺后的具体电路实现。
       
        首先分析了电池管理芯片所适用的低功耗混合信号设计流程，探讨了所涉及的设计工具，并指出在电路实现层次，模拟电路和数字电路模块可以分别设计验证，并为下一章的版图实现和后模拟验证提供了正确的设计思路。
       
        数字模块设计中，分析了系统的有限状态机模型，同时在上一章所提出的功耗管理模型基础上，设计了延时模块和逻辑控制模块，不仅能完成系统所需要的基本功能，而且能及时检测负载性质和状态，由数字电路内部输出相应的功耗管理信号。
       
        模 拟电路模块设计时，首先对电池管理芯片中可通用的基础电路进行了重点分析设计。采用线性电路实现了电源电压取样；从降低数模电路的电源耦合噪声、降低电流 消耗出发，提出了基于热电压U T的亚阈值自偏置电路的设计思想；在此基础上，为了进一步提高所用工艺实现的可能性，分别设计了无电阻电流偏置电路和电流求和型电压基准源电路。接着，详 细介绍了模块中检测精度要求最为严格过充比较器，对其它的比较器电路有一定的实践指导作用。最后，对芯片中的关键功能模块给出了完整的设计方案。
       
        本章也是下一章中芯片验证及实现的基础。